【精品】转换式电源转换器周边附加电路与元件(SWITCHING

【精品】转换式电源转换器周边附加电路与元件(SWITCHING 8 转换式电源转换器周边附加电路与元件(SWITCHING POWER SUPPLY ANCILLARY SUPERVISORY, AND PERIPHERAL CIRCUITS AND COMPONENTS) 8-0 概论(INTRODUCION) 一般来说转换式电源供给器乃为闭回路(close-loop)系统，因此会具有好的稳压率，小的涟波输出，与很好的系统稳定度。除了在前面几章已讨论过转换式电源供给器的基本方块图外，还有一些周边电路与辅助电路可用来加强提高电源供给器的功能与可靠度。 例如光隔离器元件就被广泛的应用于返驰式转换器，或是前馈式转换器上，它可提供作为输入与输出之间的隔离，而且还能保持良好的信号传输。其他如柔和启动电路，过电流与电压保护电路都可用来保护电源供给器，以免遭受外来应力的破坏。本章将针对应用于这些电路的元件作为介绍，并且作一些典型的电路设计，使读者能了解他们是如何在电路上执行其功能。 8-1 光耦合器(THE POTICAL COUPLER (OR OPTOISOLATOR)) 光耦合器(potocoupler)亦称为光隔离器(optoisolator)，基本上他可用来提供电源供给器输入与输出之间的隔离，同时他也提供了稳压控制的信号路径，在8-1所示即为光耦合器电路的结构图。 图 8-1 典型的光耦合电路 图 8-2 光耦合连接至基本线性模式中。二极体顺向电流I会产生光源，在光电晶体会感应集极电流Ic F 光耦合器主要由两种元件所组成:第一种元件为光源，它可以为白炽灯(incandesent lamp)或是发光二极体(light-emitting diode;LED);第二种元件为检波器(detector)，它可以为光电伏打电池 123 (photovoltaic cell)，光二极体(photodiode)，光电晶体(phototransistor)，或是光灵敏(light-sensitive)SCR。光哦耦合器最普通的结构是由镓砷(GA)LDE与矽光电晶体在同一个封装下所组成，在正常操作as 下，电流流经LED会产生光源，而其光源强度则视激发电流而定，因此能调变光电晶体而产生集极电流，此电流会与LED的顺向电流成比例变化，在图8-2所示为光耦合器在基本线性操作模式下的连接方法。 为了设计此输入电路，所需要之为二极体顺向电流I，二极体顺向电压V，与输入电压Fr V，因此电流限制电阻器R，可由下面公式求得其值: in V,VinFR= (8-1) IF 一般来说，制造商都会在标准规格资料中提供二极体顺向电压对二极体顺向电流曲线图，如此操作点就很容易被选择出来，电流限制电阻器也就能很容易的计算出来，至于输出部分耦合器的基本参数则为光电体的集极电流I。 C 在光电晶体所产生的集极电流I会与二极体顺向电流I，以及光耦合器的直流转移比或是耦CF 合效率成正比。如果二极体顺向电流已经知道，则光电晶体的集极电流可以由下式计算得知: I = I (8-2) FC 在指定的集极-射极电压V情况下，制造厂商的资料中都会提供直流转移比的曲线。因此，由CE 资料就可推导出集极电流(与射极电流)，此时我们就可以选择计算R值，而获得所需之输出电压L V(见图8-2)。 out 8-2 自给偏压的方法(A SELF-BIAS TECHNIQUE USED IN PRIMARY SIDE-REFE RENCED POWER SUPPLIES) 基极驱动变压器可以用于转换式殿宇供给器中，作为输入与输出隔离之用，他们最常用于桥式转换器的设计上，而大多数的返驰式或顺向式转换式的设计，则以光隔离器来达成所需之隔离作用。 光隔离器的使用使得设计变成非常的简单，这是因为它不需要驱动变压器与偏压变压器的缘故。因而在此情况整个控制环路可为一次边参考，启动电路 ，而且自给偏压可以直接由高压线与高频变压器上取得，可用来偏压控制环路。 在图8-3所示即为用于转换式电源供给器的自偏电路，电路的操作原理如下说明:当交流输入电压进入时，PWM的控制与驱动电路可获得一偏压V，此电压值由R，Z，与 C11 124 图 8-3 启动与自给偏压电路用于一次边参考的非线上转换式电源供给器 Q所组成的现性稳压器而产生，并直接连至高压直流汇流排上。店源供给器启动后，在主变压器的1 辅助绕组上可提供产生V电压，V电压值的设计必须高于V电压值因此可将二极体D反向典C5DD 雅，而且现性稳压器会被关闭，在此情况下，电源供给器就能提供的V自偏电压，并能一直维持D 此V电压，所以在刚开始的启动稳压器上，此时就不会再有功率消耗。 D 有一点须特别留意的是在设计此电路时，需选择使用高压电晶体，当点晶体OFF时，它必须能够承受基极-集极的电压应力，此电路乃为自给激发辅助电源供给器的典型应用，当然还有许多相同原理的电路被发展出来，亦能适合各种不同电路之所需。 8-3 作为输入与输出隔离之用的光耦合器电路设计(OPTCOUPLER CIRCUIT DESIGN TO PROVIDE INPUT-TO-OUTPUT ISOLATION IN A SWITCHING POWER SUPPLY) 当光耦合器是用于非线上转换式电源供给器时，其主要的目的是提供输入与输出隔离之用，下面是一些设计上的准则: 1( 光耦合器必须能够承受隔离崩溃电压，此依各国或是国际上的安全标准来规定。 2( 驱动耦合器的放大器电路必须设计良好，用以补偿耦合器的热不稳定与转移之现象。 3( 选择光耦合器需具有好的耦合效率。 125 图 8-4 返驰式电路使用光耦合器做稳压控制与输入至输出的隔离 一般在常态下光耦合器都是应用于现行模式，也就是在耦合器输入端的控制电压产生正比例的输出电压，因此可用来做更进一步的控制，例如闭回路的稳压既是。 在此操作模式下，典型的电路进接方法如图8-4所示，电路的操作功能如下说明:在这个返驰式电路中，输出电压经由分压电路(由R与R组成)所产生的电压，会输入放大器的A的反相输入541端，而与非反相输入端的固定参考电压V作比较。 ref 这两个输入端的电压差会被放大器予以放大，而且在放大器输出端会有流经R的电流产生，因3此可用来调变耦合器LED的光强度，而LED光源会在光电晶体上感应产生比例的射极电流，因此在R上就会有电压降，这就好比是由R与R接面所镜射出来的电压。 5L4 在电阻R上的电压会输入至PWM电路的误差放大器反相输入端(见图7-3)，而误差放大器的非L 反相输入端则设定一个固定电压，其值可由参考电压V分压取得。因此，为了维持电源电压供给ref 器的输出稳压，电晶体Q的导通周期就可以适当的被调整。 1 虽然在图8-4所示的电路是一个很实际的应用，不过我们可以使用图8-5的电路，如此可以大大的减少驱动光耦合器LED所需的零件数目。在此我们是使用TL431并联稳压器，来使得电路更简单化，而取代了一些额外的零件，目前也有许多公司能够提供此并联稳压器的产品，如Texas Instruments，Motorola等公司，TL431乃为一个可规划的，低温度系数的稳压器，并具有汲入电流能力可达100mA的参考放大器。 TL431内部的2.5V参考电压，使其在5V汇流排上更能理想的操作，而且输出可以由外部规划 o至36V，在应用上他的最大特色就是具有低的输出杂讯与50ppm/C低温度系数。在图8-6所示为TL431的符号表示与方块结构图，在图8-5由C-R所组成的电路乃作为频率补偿之用。 62 另外一个以单电晶体为主所设计的电路如图8-7所示，此电路不但价格便宜，零件也不多，而 126 且有很多好的性能。电路中的Q电晶体被稽纳二极体Z偏压在固定准位上，因此，电晶体集极电11 流的产生会将光二极体激发，使得电阻R上会有控制电压降。 L 图 8-5 使用TL431并联稳压器驱动光耦合器LED并且提供所需的放大功能，减少所需的零件数目 图 8-7 单一电晶体放大比较器在转换式电源供给器的回授回路上可用来驱动光耦合器 之值可用来达到调整电压之目的，如此可调变光二极体的强度，而R—C的可变电阻器Rout11低频滤波器能增加改进整个电源供给器的稳定度。 以上所描述的光耦合驱动电路都是最典型的例子，而在实际应用上则需稍作修饰，以适合个别之所需，在另一方面，这些电路也可以被应用于其他的线路上，尤其是一些特殊的应用。事实证明，光耦合器在转换式电源供给器设计上乃为一重要的周边元件，它提供了输入与输出之间的隔离，而且还能保持转换器所有稳压特色。 8-4 柔和启动电路设计 (SOFT START IN SWITCHING POWER SUPPLY DESIGNS) 大多数转换式电源供给器在启动时都设计有一些延迟时间，此乃为了避免输出超越量(overshoots)的产生,与在turn-on时变压器的饱和。因此，能达成此目的电路我们称为柔和 127 图 8-8 用于PWM控制电路的柔和启动电路可逐渐增加PWM信号至其操作值 启动电路(soft-start circuits),一般它们是由RC电路所组成，能够允许PWM控制电路的输出，以非常缓慢的方式由零值增加至其操作值。 在图8-8所示为柔和启动电路在PWM控制电路的连接方法，在时间t=0时，当电源供给器正要ON时，电容器C会被放电，而且经由二极体D,所以误差放大器的输出被保持在地电位，如此可抑1 制比较器的输出。 +在t=0时，电容器经由电阻R开始充电，其时间常数为 т=RC (8-3) 其充电的电压值接近V,当充电器C充满电荷时，二极体D会被反向偏压，因此误差放大器ref1 的输出会与柔和启动电路隔离，由于电容器C的缓慢充电，会使得比较器输出的PWM波形逐渐的增加，所以，转换元件的“柔和启动”乃是整个电路中最先开始动作的。 二极体D乃是作为电阻R的旁路，此乃为了在系统关闭情况下，能使得电容器C足够快速地2 予以放电，如此即使在非常短的中断期间里，也将开始一个新的柔和启动周期，在有一些新的PWM控制电路里，电阻R则以单晶片电流产生器来取代，此时我们仅需要在外部增加电容器C，即可实现柔和启动的特色。 显而易见的柔和启动会使得输出电压的上升时间有一些延迟，因此，我们须选择合理的R值与C值，使得此延迟能在实际的及限制内。 8-5 电流限制电路(CURRENT LIMIT CIRCUITS) 转换式电源供给器在预定的输出功率准为下，一般都会设计在安全操作范围内，因此，我们应该避免操作超过其标称的输出电流，但是有时不小心会有过电流或是短路的情况发生，此时电源供给器就必须有一些保护装置，以免受到永久性的破坏。 而电流限制电路就是最基本的保护电路，因此，如果有输出端路的情况发生，就能限制输出电流至安全准位。有许多的方法可用来达成电流限制的电路，我们可将它置于电源供给器的初级(输入)端，或是置于输出部分，当然最适宜的电流限制方式，则需完全的依所特定设计的电源供给器而定，如此方能达到保护的效果。若为单一输出的设计，则电流限制电路置于输入或输出部分，都同样的可达到保护之目的，因此，对初级参考直接驱动的电源供给器来说，将电流限制电路置于输 128 出汇流排上是较为有利的。 虽然具有监测汇流排的直接耦合电流限制电路，在使用上非常方便，简单，而且仅需要一些零件即可达成目的，但是变压器耦合的电流限制电路亦被广泛的使用。尤其是当不共地点且需要电压准位译换时。电流限制电路可用分离元件来完成，或是可以使用IC PWM控制电路的积分电流限制之功能。 在此所需注意的是，电流限制电路在破坏发生之前，必须有快速的响应，以保护电源供给器。 8-5.1应用于初级参考直接驱动的电流限制电路(Current Limit Circuits for Primary-Referenced Direct Drive Designs) 初级参考直接驱动的设计，就如返驰式或顺向式转换器，能很容易的做到电流限制的目的，在图8-9所示乃针对这些设计的两种电流限制电路。 在图8-9(a)中，我们可以检知到峰值出几电流会在电流限制电阻器R上有成比例的电压降，SC R的电阻值可由下式计算得知 SC VBER= (8-4) SCIP 当在电阻器R上的电压降超过了基极-射极临限电压，电晶体Q会被导通，Q的集极输出SC22则连接至振荡器的输出或是关闭埠端。 如果在电源供给器的输出有过载或短路情况发生，此时初级电流会急剧的增加，而导致 图 8-9 在返驰式或顺向式转换器中使用简单的电阻器与开关串联可提供所需的 电压降来导通电晶体(a)，或是激发IC比较器(b)，因此在过电流情况可缩短驱动脉波。 电晶体Q被导通，因此，依次地Q的集极会牵引振荡器的输出至地电位，或是将关闭电路产生作22 用，如此可限制有效的初级电流至安全准位上。 图8-9(b)是更快速且更精确的电流限制电路，在PWM控制电路的I中，如此的电流限制CS 129 电路是受欢迎的，虽然此电路的操作原理与图8-9(a)相似，但是使用此电路对电晶体而言，有一些显著的优点。首先，比较器的电流限制激发临限电压课预置到一个精确的且可预测的准位上，这就相对于双极式电晶体较大范围的V临限电压值，其次是次临限电压会足够的小，基本上约为BE 100mV至200mV，因此，我们就可以使用较小的值的电流限制检知电阻器，所以整个转换器的效率就可以提高了。 8-5.2 应用于基极驱动器的电流限制电路 (Current Limit Circults for Designs Utillzing Base Driver) 正常在设计上利用基极驱动可做控制电路与转换电晶体之间的隔离，例如半桥式与全桥式转换器，或是返驰式与顺向式转换器，其输出部分是与控制电路共地点的，在此情况下，电流限制电路可以直接连至输出汇流排上，此种电流限制电路结构如图8-10所示。 在正常操作下，负载电流I会足够的小，并能在R电阻上产生足够的电压降，来将Q电晶LSC1体导通，若Q在OFF状态时，而且I=0时，电容器C会全部放电掉，因此，Q电晶体就会处C1211 于OFF状态，如果I电流逐渐增加其值时，则 L IR=V +IR(8-5) BEQ1SCLB11 此时集极开始会有I电流流通，并以下面的时间常数将C电容器充电 C11 t=RC(8-6) 21 在电容器C上的充电电压，其值为 1 V=IR+V(8-7) BEQ2C13B2 图 8-10 几乎可用于所有功率转换器设计的电流限制电路， 在此控制电路与输出回流汇流排共地 130 为了使电容器电压的负载效应减至最低值，我们可选用具有很高h值的达灵顿(darlington)FE ,此将限制基极电流I至微安培之值，另外我们选择电阻R《R,电晶体来取代单一电晶体的Q324B2 当电流过载被检知出来时，使得C电容器能够快速放电。 1 R电阻值的选择如下: 2 VV,1.1BEQI = B1.MAXR1 而且 I=β I Q1C1B1.MAX (V1,V)RCEsat.Q11,所以 R (8-8) 2(V1,V)BE.Q1 在适当的电路设计上，V能够足够快速的到达其电压值，并将Q电晶体偏压至ON状态，接着C12 将会关闭稳压器的驱动信号。 当过载除去时，电路会自动回复，如果使用具有固定电流限制比较器的积体PWM控制器电路，则图8-9(b)的电路我们将电流限制电阻器R移至输出汇流排上，就能获得很好的电流限制效果。 SC 图 8-11 不消耗电流的限制电路使用电流变压器来检知过电流情况 虽然这两种方法在检知过电流情况都工作良好，但是功率电阻器R的存在可能会变成不受欢SC 迎的，尤其是在高电流输出下会造成功率的消耗，以至于会影响系统的效率，因此，如果有上述情况，我们可以使用图8-11的电路，此电路是使用电流变压器来检知过电流的情况，而且电路中没有造成功率损失的元件。因此，整个电源供给器的效率就可以被提高了。电路的操作原理说明如下:电流变压器T用来检知负载电流I,因此在电阻器R会有成比例的电压产生，二极体D则将脉波3L11 电压予以整流，而且所选择的电阻器R与电容器C，其作用可将整流过的电压给予平滑化。 21 当电流过载发生时，电容器C上的电压会增加至稽纳二极体Z的导通点，此时电晶体Q会被11 131 导通。因此，在Q集极上的信号可用来关闭稳压器的驱动信号，电流变压器T的绕制可以使用陶12铁磁或MPP环形(toroid)铁心来在其上绕线而得，但是必须注意的是铁心不能使用在饱和状态。一般初级都是由一线圈来组成，而次级线圈数则需由次级电压所决定，即 NIPS(8-9) , NISP 由于I=V/R，因此在最大指定负载电流I情况下，次级线圈必须能在电容器C上产生所 SSL11期望的电压值，所以 IRP1N=N (8-10) SPV，VSD3 因此由公式8-10，我们就可以绕指出精确的电流变压器，而在实际电路测试上，还须在圈数上稍作最后的调整，以便能获得最佳的性能。 8-5.3 一般的电流限制电路(A Universal Current Limit Circuit) 所设计的一般电流限制电路，不管是至于电源供给器的输入或输出部分都能获得很好的效果，同样的，此电路也极适合于多重电压的电源供给器，在此多重的输出要使得个别的电流限制能达成其作用，的确是一件棘手之事。 如图8-12所示就是基本电路的设计，在电源供给器的输入端，此电路所示其操作原理 图 8-12 当过载被检知时，单击多谐振荡器用来产生电流限制的“(hiccup)”作用 如下:电流变压器T用来检知功率变压器T的初级电流，变压器T的次级电压经由桥式整流器(由211 D,D,D,D组成)予以整流，然后再以电容器C来将整流过电压予以平滑化，可变电阻器R用来123411设定比较器输入端的临限电压，在正常操作情况下，比较器的V参考书如端电压会高于电位器Rce11 132 上的电压，此时比较器的输出会在高电位。因此，IC555单击多谐振荡器(one-shot multivibrator)会有低准位的输出，使得Q电晶体保持在OFF状态。如果过载情况发生，电压V会高于V，使得比ref11 较器的输出在地电位，因此在IC555输出端由高电位至地电位的转移过程，会在IC555输出端产生单击输出，而将Q电晶体导通，此时电晶体的集极端会连接至关闭的输出端或是PWM电路的柔和1 启动电容器上，所以会牵引至地电位，而终止了输出转换脉波，并将稳压器关闭。 如果过载情况持续着，电源供给器会处于“打(hiccup)”的模式中，也就是它会以IC555单击RC时间常数的周期在ON与OFF状态之间不停的转换，除非蒋国在出去，电路才会自动回复到正常状态。至 于环形电流变压器的设计方法会与8-5-2 界所描述的相同。 8-6 过电压保护电路(OVERVOLTAGE PROTECTION CIRCUITS) 过电压保护电路的作用就是当输出电压超过其预定值时，会将输出电压钳制至安全范围值，虽然过电压的情况的威胁会与线性电源供给器十分相似，但是转换式电源供给企业未必会有此情况。事实上，大多数的转换式电源供给器之故障产生乃为“没有输出”情况，那为什么又要使用过电压保护电路呢, 理由有两点。首先，在具有可调整输出的电源供给器之中，过电压保护电路可用来防止意外过调的输出。其次，再过电压发生时，我们必须确保使用者在安全范围之内，即使此情况很少发生，还是需要过电压保护电路，以策安全。 因此，在提供电源之用的电源供给器的电子电路中，使用过电压保护电路此乃明智之举，所以过电压保护(OVP)电路将可以正确的保护电路免于因装配误差而造成意外的过电压产生，尤其是当一个以上的电压缠绕在相同的电路上时。最简单且又最有效能完成OVP电路方法是在直流汇流排上使用“撬杆式(crowbar)”SCR电路，当过电压情况被检知出来时，经由某种方式将SCR导通，因此可将输出端短路掉，由于在SCR导通期间会有大量的电流流经其上，所以再选择元件时需特别小心，能适合设计之需求。 8-6.1以稽纳二极体作侦测的保护电路(Tne Zener Sense OVP Circult) 在图8-13位最常被用来使用的OVP电路之一，虽然对SCR来说，此电路所提供社闸极驱动并不十分好，而且也会降低SCR的di/dt容许能力，但是对低价格的设计而言，它已能正确的达到保护效果了。在正常操作下，SCR的闸极是在地电位的，并使得SCR处于OFF状态，当过电压被检知出来的时候，稽纳二极管Z被导通，此时SCR闸极会到达稽纳电压，而将SCR导通了，因此输1 出端就被短路了。 一旦SCR被触发后，它还会保持在ON状态，一直到其阳极电压被移去时，才会回到OFF状态，此种情况在电源供给器中，只要移去输入电源几秒钟的时间，即可达成此目的。 133 图 8-13 由稽纳二极体与SCR组成的OVP电路 8-6.2以积体电路作过电压保护电路(Integrated OVP Circults) 近年来已经有一些OVP积体电路，由制造厂商陆陆续续推陈出来，大多数这些电路价格都很便宜，而且能提供给设计者许多设计上的特色，例如可规划式的临限跳脱电压，快速的响应，与低的温度系数跳脱等特性。 最早期的这些I首推MC 3423,它已成为工业上的标准，在图8-14则为MC3423的基本方块土，CS 由图中可知它是由稳定的2.6V参考电压，二个比较器与高电流的输出所组成，当第2脚的电压大于2.6V时，输出会被激发，或是在第5脚置一高逻辑准位于遥远激发(remote activation)上。 在图8-15所示为MC3423在OVP的基本应用，在这个电路中，R与R电阻是用来设定临限21 跳脱电压(threshold trip voltage)值，因此V与R,R之间关系为 trip21 ,,R1,,1，V=2.6 (8-11) trip,,R2,, 图 8-14 MC 3423 OVP 电路方块图 134 图 8-15 典型的MC 3423 OVP 应用 图 8-16 临限电组值可直接由此表计算得之，此乃以MC 3423 OVP 电路的R1电路对跳脱电压所绘得 在此R电阻值最好需低于10K,以减少漂移至最低值。 2 我们也可以利用图8-16的图表来计算R与R电阻值，在此图表中，R设定为2.7 K，因此221 可直接由V电压值与斜线的交点，得出R电阻值。 trip1 MC3423 OVP电路也具有可规划性的延迟特性，当使用于多杂讯的环境中时，它可用来防止错误的触发。因此，在图8-15中，我们使用电容器C从第3脚与第4脚连接至负电位端，即可达成D 此功能。电路的操作原理说明如下:当V电压升高至由R与R所设定的跳脱点时，内部电流源CC21 开始向第3脚与第4脚的电容器C充电，如果过电压情况维持一段足够长的时间，则电容器电压D V会达到V电压值，此时输出就会被激发了，如果过电压在此情况发生之前消失，则电容器会refCD 较充电所需时间，以更快10倍速度放电，重置了定时(timing)特色，盐池电容器C之值可由图D8-17的图表求得。 135 另外一个更详尽的OVP电路为MC3424,它与MC3424有许多类似的地方，但是MC3424在欠电压检知侠也可以被规划，而且也可以做线上损失的监测，在图8-18则为MC3424的方块图，图中两个检知比较器的两个输入端会带来更大的设计弹性，加之比较器的反相输入端能汲入可控制的14μA迟滞电流，因此在检知功能上，它可用来提供迟滞作用。 图 8-17 MC 3423 OVP 电路的延迟电容器C对最小过电压延迟时间t D4 图 8-18 双通道OVP 积体电路MC 3423 方块图，此IC可以用来检知过电压与欠电压情况 迟滞电压V可由下式计算得之 B V=RI(8-12) HHH 在此R为等效电阻，I为迟滞电流，如果不需要迟滞作用时，只要使R=0即可消除，或是速接HHH 两个比较器的反相输入端至1.2V以下的电位。 对一个分离的电源供给器来说，MC3424的两个通道可以独立的工作，而且也可以用来提供过 136 电压的检知。在图8-19所示就是一个典型的应用，虽然在此应用中MC3424以正电压来共给其电源，但是他却可以检知正点源于负电源的共给器，而且如果在任何一个电源上有OVP情况被检知，它将能“撬杆(crowbar)”此二者的输出。此情况我们可以在指示器输出端至遥远激发端个连接一个指示器既可得之。 图 8-19 在双输出电源供给器MC 3424 用来提供OVP之用 8-7 交流线路损失侦测电路(AC LINE LOSS DETECTORS) 在许多的电脑用例中，当交流电路有损失时或是电源突然被中断时，此时必须适时的侦测出来，使得电源在失效之前，能将有价值的资料转移至不受变化的记忆库去，或是去触发无间断电源供给器(UPS)。此线路损失的侦测必须在交流频率的一个或两个周期内完成，因为大多数的转换式电源供给器都有最小值的持住时间(hold-up time)约为16ms，因此在线路损失的侦测与接受时间(take-over time)之间足够去供给电源至电路上。 使用MC3424积体电路，电源供给器设计者可以达成两个设计目标。首先，MC3424的一半部分可以利用作为OVP电路，而另一半部分则用来检知交流线路损失或是电源突然中断情况，在图8-20就是一个典型的应用例子。 在MC3424的线路损失侦测其中，第2脚与第4脚输入端会被连接作为欠电压检知电路去检知由电阻R与R组成分压器的中间接点，并会与交流电压成比例的全波整流信号来驱动。在线上每54 一峰值时比较器的输出将延迟电容器C放电，如果线上电压错失了半周期或是电源中断突然发生D 而减少了峰值线上电压，此时延迟电容不会被放点，反而会继续被 137 图 8-20 MC 3424 积体电路可独立用来检知交流线故障与过电压情况 充电，如图8-21所示。如果足够数目的半周期被错失了，或是电源中断持续了一段足够长的时间，此时电路将会侦测出交流线路故障的显示。 延迟电容可用来提供杂讯免疫力(noise immunity),而且可预防单一的半周期损失，以免触发了线路故障信号，因此故障情况的最小时间可以改变调整延迟电容器之值获得，我们可以使用8-17的图表来获得所需要的延迟电容器之值。 图 8-21 在图8-21的电路中此图中的波形说明了突然断电与线路损失检知的情况 138 9转换式电源供给器稳定度分析与设计STABILITY IN SWITCHING POWER SUPPLIES ANALYSIS AND DESIGN 9-0 概论(INTRODUCTION) 本章所要讨论的稳定度(stability)乃指转换式稳压器的闭环回路频率响应， 毋庸置疑的在这方面人们已经付诸许多的研究，而在国外更有许多相关的论文被发表于讨论，但是对大多数的工程师及学生而言， 再回授控制的环路稳定度方面还是不甚了解。就目前来说虽然大部分设计者都知道转换式电源供给器震荡的原因为何，人们也使用尝试一错误(trial-and-error)的方法来稳定环路系统，更进一步则建立模式用电脑来设计分析。 因此本章乃针对回授环路稳定度提出讨论，将理论与实际一起连贯起来，使读者能在转换式稳压器的稳定度方面，只花费少许的功夫，就能获得很大的实际收获。 9-1 拉普拉斯转换(THE LAPLACE TRANSFORM) 在大部分的线性系统中，系统的特性常由输入与输出之间的关系来描述，而且以数学模式所建立的微分或微积分的方程式，对某些输入激发信号能表示出系统响应的观念，而这些方程式大都是以时域(time domain)来表示，因此在处理上就显得有些困难，所以我们可将这些方程式经由拉普拉斯转换(laplace transform)到频域(frequency domain)中，如此就变成为代数(algebraic)的形式，在处理上就来得容易些，经由频域分析所得之结果，可再经由拉普拉斯逆转换回到时域中。 ,,stf(t)edt如果我们定义f(t)是时间的任何函数，在t<0时，f(t)=0且积分为有限值，如此我,0 们就称f(s)为f(t)的拉普拉斯转换，拉普拉斯运算子“s”被定义成如下的复变数 s=+j (9-1) 而且拉普拉斯转换也定义成如下 ,,stf(t)edtf(s)= (9-2) ,0 例题9-1 试求单位步级函数的拉普拉斯转换，定义f(t)=1，在t〉0时，而且f(t)=0，在t<0时。 解 利用公式9-2我们可得 ,11,st,,,0,st,1edte,,(e,e)f(s)= =- 0,0ss 1因此 f(s)= s 由例题9-1 可得知，在任何时间的函数可经由复变数s来转换，玩一次结果需要在时域中时，则其反拉普拉斯转换为 ,，j,1stf(t)=f(s)eds (9-3) ,j,,,,2j 因此由上式可得到f(t)。 由f(s)与f(t)所建立的表中，我们能够快速有效的求出此二者时域与频域之间的转换。 139 9-2转移函数(TRANSFER FUNCTION) 但是我们要如何将拉普拉斯转换用于所研究的系统稳定度上，而能推论出有用的讯息呢,第一个步骤就是要推论出系统的输入驱动信号与输出相应之间的关系。例如，让我们检验图9-1的简单RC电路，利用克希荷夫(kirchhoff’s law)则可写出其网路方程式为 1V=iR+idt in,c 1而且 V,idt out,c 以q=来取代，则上面的方程式可变为 idt, dqq，V=R indtC q而且 V= outC 取拉普拉斯转换，则 1,,V(s), (9-4) R，q(s),,inSC,, qs()s而且 V(), (9-5) outC 将方程式9-4与9-5相除，我们可得 V(s)1out (9-6) ,V(s)RC，1inS V(s)/ V(s)的比值我们将它定义为转移函数(transfer function)G(s),由此函数可得知，其outin 结合了增益(gain)与相位(phase)之特性。因此，任何系统都可以用转移函数来描述，所以 N(s)G(s)= (9-7) D(s) 由上面的方程式N(s)=0的根称之为系统的零值(zeros),而D(s)=0的根称之为系统的极值(poles),若要划出转移函数的增益与相位，则简便的方式是以分贝(decibel)为基准即可得出，因此所画出来的函数曲线就成为波德图(bode plots)。 9-3 波德图(bode plots) 在前面我们提到转移函数方程式含有极值与零值，而且也能够决定增以图形的斜率，让我们现在先来检验一下方程式9-6与图9-1，由此方程式可得知分母中有一极值，也就是设 140 (a) RC 积分器电路 (b) 其增益与相位图 图 9-1 定sRC+1=0,我们可得 sRC=-1 11,f,,而且 s=- (9-8) RC2,RC 1方程式9-8所示乃为一个非常重要的结果——也就是在频率f=时，极值将使得增益图形的C2,RC 转移由0至-1，由于渐近线会在fc点产生转折，因此，fc此点的频率就称之为角频率(conner frequency), 或是转着频率(break frequency)。 如果我们要决定此渐进线的变化率，我们可用每八度(octave)有-6dB的斜率，或是用每十进(decade)有-20dB的斜率来表示，所谓八度乃指2:1的频率范围，二十进则指10:1的频率范围， o同样的电路中相位变化在fc/10与10fc两点间会产生90的相位落后(phase lag)。 概括来说，极值将会产生+1至0的斜率变幻，或是0至-1，或是-1至-2，或是-2至-3等变幻，这就相当于每八度增益的变化为+6dB，0dB，-6 dB，-12 dB，与-18 dB，相对的其相移(phase shift) oo o o o则为+90，0，-90，-180，与-270。若是每十进增益的变化为+20dB，0dB，-20 dB，-40 dB，与 oo o o o-60dB，相对的其相移为+45，0，-45，-90，与-135。 在另一方面，在频率中的零值点其波德图的斜率是向上转折的，因此，所产生的增益图形的变 o换斜率是由-1至0，或是-2至-1，或是-3至-2等，所以此时相移将超前(lead)90，在图9-2所示为产生机值的电路，与产生具有极值和零值的电路。 ,,,V(1，s)(1，s),,,(1，s)out12n, V(1，s,)(1，s,),,,(1，s,)inabm 141 图 9-2 网路(a)与(b)产生极值，而网路(c)与(d)产生极值与零值 而，，…..，点就相当于是零值得转折频率，而，，…，点就相当于是极值的12nabm 转折频率，然后再对数纸上能画出增益对频率的图形出来，因此可选择每八度分贝或每十分贝的增益变化斜率来表示之。 o o如果要画相移的图形时，须记住极值每十进会有90的相位落后，而零值每十进会有90的相位超前，由于在增益-相位图表上的资料都是以分贝方式在对数纸上，所以可以简单的用个别渐进线方式求得图形，而能推论出最终之关闭程度。 142 9-4回授原理与稳定度的准据FEEDBACK THEORY AND THE CRITERLA FOR STABILITY 在任何的转换式稳压器都可以被视为闭环路回授控制系统，在图9-3所示为闭环路系统的方块土，图中输出信号会被回授与输入信号作比较，参考信号R(s)与回授信号B(s)在相加点作比较，而产生的误差信号E(s)会输入至方块图G(s)，并获得C(s)输出信号，为了导出闭环路转移函数f(s)，我们可用下列过程得之: C(s)= G(s) E(s) B(s)=H(s) C(s) E(s)= R(s)- B(s)= R(s)- H(s) C(s) 由上面的方程式可将E(s)= C(s)/ G(s)来取代，则我们可得 C(s)= G(s) R(s)- H(s) G(s) C(s) 图 9-3 闭回路回授控制系统的方块图 因此比环路的转移函数为 C(s)G(s),f(s)= (9-9) R(s)1，G(s)H(s) 式子中的G(s)为开环路增益，而G(s) H(s)则称为开环路转移函数。 为了导出有关系统的稳定度的结论，则特性方程式的解为 1+ G(s) H(s)=0 (9-10) 143 图 9-4 回授系统的相位与增益边限图。由于在直流回授为负的， oo所以在此相移以180画出，也就是有额外的180相移，总共的相 o移为360如本文所定义的。 将可求得闭环路转移函数的极值，所以它们具有系统相应的特性。因此，回授系统必须检查闭环路增益的每一个值，以便决定开环路增益与闭环路增益之间的关闭程度。稳定度分析的目的就是用来减少闭环路增益的滚转率(roll-off rate)至-1的斜率，也就是每八度为-6dB，或是每十进为-20dB。 o在单位增益交越(0 dB)的范围，此时相移将会少于360时，增益会低于单位1之总值称之为增益边 o线(gain margin)，而相位边线(phase margin)乃为实际相移与360之间的差值，此时环路增益为1单位，如图9-4所示。 9-5稳定度的分析(OFF-THE-LINE SWITCHING POWER SUPPLY STABILITY ANALYSIS) 9-5.1 控制-输出转移函数(Control-to-Output Transfer Function) 所有非线上PWM转换式电源供给器大都是由调变器，误差放大器，隔离变压器与LC输出滤波器所组成，而使用IC PWM控制器的转换式电源供给器，其控制-输出转移函数包括了锯齿波调变器 144 的增益，功率转换电路与输出滤波器的特性。 在单段直接工作周期控制的PWM电源供给器中，电压Vc提供至PWM比较器的控制端(见图7-3与7-5)与一定振幅的锯齿波电压Vs做比较，因此，可改变比较器的输出工作周期0至1。所产生驱动波形的工作周期会变化为 VC (9-11) VS Buck型式的转换器，也就是前馈式，推挽式，与桥式转换器，它们的增益为 VNNVoutSSC (9-12) ,,,VNNVinPPS 在此Ns/Np为变压器次级至初级的圈数比，而Vin为变压器的初级电压。而buck-boose形式的转换器，如返驰式转换器，其增益为 ,NNVVSSCout= (9-13) ,VN1,,NV,VinPPSC 为了得到PWM电源供给器的控制至输出电压dc(直流)增益，我们将方程式9-12与9-13 对Vc电压微分，也就是Vout/Vin，因此对buck型式的转换器而言，则为 ,VVNoutinS (9-14) ,(dcgain),,VVNCSP 将上式直流增益(dc gain)区分贝值，则变为 ,,VNinS(dc gain)=20l (9-15) ,,dBog10,,VNSP,, 若对buck-boost型式的转换器而言，则为 2VNVVN(，),VinSinoutSout=(dc gain)= (9-16) ,2VVNVVN,V(,)SCPinSPin 将上式直流增益(dc gain)取分贝值，则变为 2，，VVN，()inoutS(dc gain)=20l (9-17) dBog10,,VVNinSP，， 在另一方面，输出滤波器一般都为LC 型式，其具有-2(每十进-40dB)的斜率，如图9-2(b)所示。 电源供给器整个闭环路的增益为 ,Vout (9-18) ,,,(Gain)H(s),VC 145 图 9-5 PWM转换式电源供给器中LC滤波器与调变器 的控制至输出转移函数特性曲线。在20kHz处-1的斜率 会产生零值，此乃由于输出滤波电容器的ESR所引起 方程式9-18的铝箔曲线具有重要的意义，其值流增益会将LC滤波器的共振频率平坦化，而且之后会下降在-2(每十进-40 dB )斜率之处，入土9-5所示。 9-5.2 误差放大器的补偿(Error Ampliffer Compensation) 大多数PWM控制的ICs，其误差放大器维高增益的运算放大器，能产生误差信号至调变器的控制输入端，而误差放大器的主要任务就是将PWM转换式电源供给器的环路闭合起来，并且其目的是在放大器周围设计回授网路，如此整个环路增益-1(每十进-20 dB)斜率时会经过0 dB(单位增益)线。 为了能以波德图方式画出放大器之特性，其增益必须写成拉普拉斯的形式，让我们首先查验一下运算放大器之性质，并且瞧瞧我们如何以拉普拉斯的形式来写出其转移函数，在图9-6所示为运算放大器其回授阻抗，由先前的所题可得知此点路的转移函数为输出电压与输入电压之比，因此 图 9-6 具有回授阻抗的简单运算放大器电路 对运算放大器而言，则为 ZVfout (9-19) ,VZini 由于Zf与Zi代表复数阻抗，因此，当拉普拉斯转换时，方程式9-19会变为下列形式 146 ,,V(s，1)(s，1)out12 (9-20) ,V(,s)(,s，1)in34 在方程式9-20的运算子代表RC时间常数，分子项代表零值，而分母项则代表了极值，而s此3项由于缺少+1项，所以他代表原点的极值。 为了使我们能够很容易以复数阻抗写出任何运算放大器的转移函数，而且也能画出转移函数的波德图，所以我们以9-7的例子来说，有电路我们可知 ZR，1/CsVf32out= (9-21) ,VZ,,,,R，R(1/Cs)/R，(1/Cs)ini21111 VR，1/CsR，1/Csout3232 ,,,,，，，，，，,,,,VR，R/Cs/RCs，1/CsR，R/RCs，1in2111112111 (RCs，1)/CsRCs，1/Cs，，322322= ,，，，，，，，，RRCs，R/RCs，1RRCs，1/RCs，112111112111 RCs，1RCs，1，，，，3211= (9-22) ，，(RCs)RCs，11221 图 9-7 将方程式9-22与9-20比较可得 =RC132 =RC321 =RC421 而高频放大器的增益是由电阻R与R来设定，因此，在频率f的增益为 233 R3AV= (9-23) 2R2 147 在频率f与f的增益为 12 R3AV= (9-24) 1R，R12 因此，波德图的转折或角频率，则由下式决定: 1f(9-25) , 12,RC11 1f(9-26) , 22,RC32 1而且 f(9-25) , 32,RC21 在实际的设计应用中，转折频率在设计目的上正常的会被预订，然后用方程式9-23至9-27就很容易的计算出电阻器宇电容器之值，在图9-7(a)的电路可用在任何PWM转换式电源供给器中作误差放大器补偿之用。因此，为了在0增益交越处达到-1的斜率，整个环路增益需通过频率f2与f3之间，这也就是环路稳定度分析的最终目的。 在此我们将介绍一些受欢迎的误差放大器补偿网路，图9-8所示就是最简单形式的单极 图 9-8 值回授放大器，其转移函数为 V1out(9-28) , VRCsin 1,而其转折频率为 f (9-29) C2,RC 148 另外一个放大器结构如图9-9所示，在此网路中会有一对极值-零值产生，而在其频率范围内增益是平坦的，而且没有相移产生，也就是在转折频率f1与f2范围之间具有恒定的增益，当此电路在PWM电源供给器中当作误差放大器之用时，此范围必须作环路增益交越之用。 在先前做讨论分析的方法亦可用于此电路中，而能导出增益与转折频率，产生之结果如下所示 图 9-9 R2AV=(9-30) R1 1f= (9-31) 12,RC21 CC1，12f (9-32) ,, 22,RCC2,RC21222 当电源受到输出负载改变时，图9-7与9-9的放大器可用来提供改进电源供给器的暂态响应，在这个 o电路中会有两对零值-极值产生，而在其频率范围内增益会在+1斜率初增加，并具有90的相位超前，磁放大器的功能非常类似于图9-7所示的放大器，增益与转折频率如下所示: R2AV=(9-33) 1 R1 RR，RR，，2132AV=(9-34) ,2 RRR133 149 1f(9-35) 12,RC21 11f(9-36) ,, 2，，2,RRC2,RC，12313 1f(9-37) , 32,RC33 CC1，12f(9-38) ,, 42,RCC2,RC21222 当图9-10(a)的电路在PWM转换式电源供给器中，作为误差放大器的补偿之用时，最好的结果是环路交越发生在频率f2与f3之间。 图 9-10 虽然有许多电路可做为误差放大器补偿之用，但是我们前面所介绍的四个电路以足够用在大多数的PWM转换式电源供给器中，作环路稳定度的分析与设计。因此，我们将用前面所提的原理，对下面的例题在实际转换应用中，作一步步稳定度的分析。 例题9-2 考虑半桥式电源供给器的设计，所允许的输入交流电压为90Vac至130Vac，或是180 Vac至260 Vac，工作频率为20kHz，并且使用UC3524A PWM控制电路。LC输出滤波器的共振频率为1kHz，功率变压器的初级至次级圈数此为Np/Ns=18，为了达到整个电源供给器的稳定度，试设计误差放大 150 器的补偿网路，并且画出整个环路增益的波德图。 解 首先，我们有前面所提过的四重电路中，选出一种放大器的结构，虽然只要小心的设计，所有的放大器都能工作良好，但是我们还是选择图9-10，这是因为它有较佳的暂态响应。其次要考虑的是选择交越频率，在此增益为1单位(unity)，而且波德图会在-1斜率(每十进-20dB)处通过，理论上的限制是将交越频率(crossover frequency)设定为转换频率的一半，但是从实际经验上，以少于1/5的转换频率来使用较为恰当。因此，我们选择交越频率为4kHz，此值乃为1/5的转换频率，或是1/10的调换频率。由于我们使用了UC3524A的控制器，控制电压Vc会在2.5V上下摆动，用来改变比较器的驱动波形由0至1，输入电压我们取最差情况130Vac，利用公式9-15可得控制至输出的电压增益为 ,,1821VN,,inS(直流增益)dB=20log=20log ,,1010,,,,VN2.518,,SP,, 182,, =20log =20 log4.04=+12 dB ,,101045,, 输出转移函数的特性描绘于图9-11，虽然在实际上图9-11的渐进线上会有一个转折频率，此乃由于输出电容器的ESR所引起的，但是在此例中对整个环路增益来说是没有什么影响的，因此，为了简化起见我们就将它省略了。 由图9-11可得出，在低频时控制至输出的增益为+12 dB，在频率1kHz以上时会有转折发生，其斜率为-2(每十进-40 dB)，所以在4kHz的交越频率时，其控制至输出增益为-12 dB，而且事实上次两增益的绝对值12 dB 乃是全然一致的，因此，对整个环路增益为零值而言，回授放大器的增益在4kHz时，必须为+12 dB。 在此有件重要之事需记在心， 就是如果整个环路增益在-1斜率处通过0 dB县，则此转换式电源供给器将是稳定的，由于在-2斜率处，转换器的控制至输出的增益会下降，如图9-11所描述。因此，为了得到-1的斜率(每十进-20 dB)，在此点回授放大器必须提供+1的斜 图 9-11 例题9-1的控制至输出转移函数 率，也就是回授放大器的增益在4kHz时为+12 dB(或是4.0)，并具有+1的斜率，由于转换式电源供给器输入的线电压会由于电源至高电源之间摆动着，也就是调变器的增益会随着输入电压而变化时，+1的斜率必须有一些边线去扩展交越频率的范围。现在，让我们来求在1kHz之处调变器的增益，其值为 1kHz，，,4.0,1.00AV or 0 dB 14kHz 151 然后让我们假设下面回授放大器之特性，并绘其波德图，在4kHz之处，增益为+12 dB，而且在1kHz之处，增益为0 dB，因此，我们希望有两个零值在1kHz，有一个极值在10 kHz，而第二个极值在30 kHz，在图9-12 就是所画的波德图，由图中可得 AV=0 dB or 1.00 1 AV=19.96 dB or 9.95 1 而且 f1=f2=1kHz f3=10kHz f4=30kHz 参考图9-10(a)与公式9-33至9-39，则需要得到9-12 的情况，其电阻值与电容值可计算如下，假设R=10K，由公式9-33可得 1 图 9-12 回授放大器波德图所示的为期望之频率与增益特性 10,Rk2 R= 1 K ,,39.95AV2 由公式9-35可得 ,6110 C= ,,0.015,F12fR62.8,12 由公式9-36可得 1 C= ,0.015,F32fR,2t 由公式9-38可得 1 C=0.0005F ,22,fR42 最后放大器的设计与整个环路增益如图9-13所示，图9-13 的结果乃是将图9-11与9-12相加所得，由图中我们就可得知，在4kHz之处，且斜率为-1，此时整个增益会通过0dB线(单位增益)，正如我们所期望的。当然若输入线电压在90Vac至130Vac的范围变化(或是130Vac至260Vac)，则交越频率也将会受到改变，但是交越还是会在-1斜率之处，读者只要 152 图 9-13 补偿回授放大器与例题9-1转换式电源供给器的整个系统回路增益图 在低输入电源90Vac(或180Vac)情况下，给出环路增益的波德曲线即可证明职。 9-6 环路稳定度的测量(LOOP STABILITY MEASUREMENTS) 虽然有许多方法可用来测量转换式电源供给器的整个环路增益，但是最简单的方法是测量电源供给器的暂态响应，即可得出闭环路稳定度有关情况。暂态响应的测量可在二倍的交流输入频率下，转换输出负载由其全额值得75%至100%，如此的负载变化在回复事件结束时，可强制使得回授放大器由一个开环路情况变至闭环路情况。 在图9-14所示为?25%负载变化下，典型的暂态响应轨迹。图9-14(a)的转换波形在方波的上升与下降边缘，会引起开关的输出电压有“下陷”或“跳跃”现象产生，这些暂态的Vr电压大小主要全视输出电容器的ESR值而定，然而恢复时间tr乃为输出滤波器与环路响应的函数。 153 图 在25%输出负载变化下的转换式电源供给器以不同的回授 放大器补偿值所产生的暂态响应轨迹 大多数的应用而言，输出需要多久时间回复，并是非常重要的，重要的是恢复暂态之值有多大。例如在5V的直流输出上若有超过?250mV的暂态电压值，则对TTL来说，可能会有潜在的危险，图9-14(b)所示乃为最好亦是我们所期望的回复响应，并具有在每十进-20dB处整个环路增益会通过 o单位增益，而且相位比边线大于90。在图9-14(c)所示也是一个可接受的回复响应，而其振铃现象在一个或二个周期就会被减弱了，在此情况下，整个环路增益会在非常接近每十进-20dB斜率处通过单位增益线，而其相位边线上的稳定，而且电源供给器会有震荡现象，并具有很差的相位边线。 154 10电磁与射频干扰(EMI-RFI)的考虑 ELECTROMAGNETIC AND RADIO FREQUENCY INTERFERENCES (EMI-RFI) COMSIDERATIONS 10-0 概论(INT RODUCTION) 美国与国际上的EMI-RFI标准已经建立完成，而此需要电子装置的制造者，将其装置的辐射与传到干扰减至可接受准位的最低值。在美国此标准的指导文件乃为美国联邦通信委员会所规定的FCC Docket 20780，然而在国际间则以西德电器技术员委员会的VDE安全标准被广泛的使用。 去了解FCC与VDE标准但不包含副会议所承诺的条例，乃为重要之事，说得更恰当一点最终的装置，在此所用的为转换式电源供给器，必须符合EMI-RFI的规格，正当如此，所以即使转换式电源供给器有输入滤波器，当被动式负载被供给电源时， 滤波器也能与电源供给器匹配而且当用于功率主动地电子电路时，其特性与抑制能力彻底的受到改变。 本章就是要尝试介绍有关传导的RFI问题让读者有所了解，而且为了使它能减至最低值并提供一些建议，使其能够适用在电源供给器或是最终的系统上。 10-1 FCC与VDE传导的杂讯规格(THE FCC AND VDE CONDUCTED NOISE SPECIFICATIONS) FCC 与VDE的标准规格会与RFI抑制有关系，其产生之因乃由于装置连接至使用高频数位电路的交流主线上。VDE标准将其RFI规定细分为两大类，第一类为由装置偶发产生的高频，其额定频率由0至10 kHz，这一类的标准为VDE-0875与VDE-0879，而在第二类处理由装置非偶发产生的高频，其使用的频率在10 kHz以上，这一类标准为VDE-0871与VDE-0872。 在另一方面，FCC标准包括了所有电子元件与系统的RFI规定，所产生与使用的时间信号或脉搏是在额定频率10 kHz以上，在图10-1则扼要说明FCC与VDE的RFI需求。 图 10-1 为FCC与VDE的EMI-RFI需求概要 155 图 10-2 FCC与VDE规定曲线在传导杂讯上以dB-V所示最大可允许的RFI放射 FCC EMI-RFI规定非常接近于VDE的规定，VDE A类的规定涵盖了商业，广播，与工业上的环境，而且依从所指定的EMI放射(dB-V)是能够被任何装置所适合，并满足VDE-0875/N或VDE-0871/A，C标准规格。 在另一方面，FCC B类的需求包含了与居住有关的环境，而且其规定较A类来的更严厉些，然而这两类的FCC传导EMI-RFI规格所包含的频率范围由450kHz至30MHz，VDE规定扩大低于450kHz范围涵盖了10kHz至30kHz的频谱，在图10-2所示为传导RFI放射的FCC与VDE曲线。 10-2在转换式电源供给器中RFI的来源(RFI SOURCES IN SWITCHING POWER SUPPLIES) 每一个转换式电源供给器都会有RFI来源的产生，这是因为在转换器的操作中，其电压与电流波形具有非常快速的上升与下降时间，转换杂讯的主要来源是转换电晶体，主要的整流器，输出二极体，电晶体的保护二极体，与控制电路本身，依转换器使用的种类而定，在主输入端上RFI杂讯准位可能会每况愈下受到改变。 返驰式转换器在设计上具有三角形的输入电流波形，而顺向回输或桥式转换器则具有矩形的输入电流波形。因此，前者会较后者产生较少的传导的RFI杂讯，由傅立叶分析(fourier analysis)所示在每十进40dB之处,三角形电流波形的高频谐波振幅会下降，而对可比较的矩形电流波形则在每十进20dB之处下降。 10-3 RFI抑制用的交流输入线路滤波器(AC INPUT LINE FILTERS FOR RFI SUPPRESSION) 杂讯抑制最普通的方法是在转换时电源供给器的交流主线上，利用LC滤波器来做微分与共模态的RFI抑制。一般正常的情况下耦合电感器是与每一条交流输入线串联在一起的，而电容器则置于输入线之间(称之为X电容器)，以及每一条输入线与地端之间(称之为Y电容器)。 这些元件的电容值与电感值可在下面范围之内: C:0.1F至2F X C:2200pF至0.033F Y L:在25A为1.8mH至0.3A为47mH 在图10-3所示就是一个标准的转换式电源供给器的输入线路滤波器。 在选择滤波器元件时，重要的是我们必须确定输入滤波器的共振频率要低于电源供给器的工作频率，在另一方面，当电源供给器的工作频率增加时，传导杂讯的滤波作就变得非常容易了。 156 在滤波器的交流线两端的电阻R，是做为X电容器放电路径之用，而安全规格则使用VDE-0806与IEC-380标准。事实上，电路中的放电电阻之值可由下式求得: t R= (10-1) 2.2IC 图 10-3 转换式电源供给器输入线路滤波器作为交流 主线路RFI杂讯抑制 在此t=1s，而C为所有X电容器总和(F)。 例题 10-1 试计算图10-3滤波器的放电电阻值R，而C3(X)=C4(X)=0.1F。 解 利用公式10-1，则 1t R== ,2.2M,2.2IC，，，，2.2I0.2 若要进一步减少对称与非对称的干扰电压，则可在线路上加入额外的扼流圈L2，即可达成目的，如图10-4所示，至于所加入的扼流圈L2会导致电容器C4(X)的充电电流有个限制。 虽然此电路能够抑制RFI的产生至可接受的准位，但是，重要的是我们必须知道，如果电源供给器的封装成配置有所改变时，而此一定的滤波器就有可能五次正确的工作。我们来详尽的说明此要求，如果使用高频波形的功率电晶体或是功率整流器直接安装在电源供给器的地板上，它们之间仅使用云母绝缘体，而且如果底板被连接至交流地端到提上，此时所 图 10-4 结合二个县上的扼流圈改进交流线路滤波器 产生的RF杂讯将会被耦合至地端到提上，因此就会破坏了特别主滤波器的效果。我们可知TO-3封装型式的转换电晶体工作在kHz的频率与200V的输入电压下，并经由云母绝缘体安装在地端散热片上，此时在1MHz时会有1mA的RF电流产生，解决方法就是在绝缘体之间插入金属隔离物，并且将隔离物折回至直流地端，此方法能够有效的由云母绝缘体产生电容器的“短路”现象，因此能够减少RF杂讯电流。 在减少或消除RFI-EMI的问题时，电源供给器与系统的配置是非常重要的，因此在正确的选择线路滤波器之前，设计者应多加考虑并分析所有可能潜在的问题。 [参考资料] 157 有关EMI-RFI的标准规定，可参考如下的原始文件资料: 1( VDE-0875/6.77 2( VDE-0871/6.78 3( FCC Docket 20780 Docket 80-284, FCC 81-69 158 11电源供给器电气安全标准 (POWER SUPPLY ELECTRICAL SAFETY STANARDS) 11-0概论(INTRODUCTION) 本国与国际上的安全统制机构已建立完成电器化安全标准(electrical safety stanards),它们对制造的装置与电源元件会有明确的陈述与指导，以提供具有安全与高品质的产品给终端使用者。这些标准的目的就是用来预防损害或破坏的产生，其发生之因乃由于电震(electrical shock)，着火，机械上的与热的危险等所造成。 一般而言，每一个国家都可以建立自己本国的电气安全标准，但是大多数的电源供给器制造厂商都是使用IEC(international electrotechnical commission)，VDE，UL (under writer’s laboratories)与CAS(canadian standards association)标准作为解决安全之需求，而用于商业机械上的西德安全标准VDE-0806乃是以IEC的推荐书IEC-380作基础的，而且显然的此标准对电源供给器而言，乃是最严厉的电气安全标准。对美国与加拿大的标准来说，一般所设计的电源供给器必须满足资料处理装置的安全标准，也就是UL-478与CSA-C22.2 no.143-1975。 除非有其他方面的指定说明，在本书中的VDE，UL，与CSA安全标准乃依据以上的需求。 11-1 电源供给器结构的安全需求(POWER SUPPLY CONSTRUCTION REQUIREMENS FOR SAFETY) 11-1.1 空间需求(Spacing Requirements) UL，CSA，与VDE安全规格会在活性元件之间，以及活性元件与固定金属元件之间，强制规定特定的空间需求。UL与CSA需要高达250Vac反极性的高压导体，或是高压导体与固定的金属元件，除了被覆线端点外，必须有超过表面或是经由空气中0.10 in 的分隔距离。在VDE标准规定在交流输入线之间需要有3mm的沿面距离(crepace distance)或是2mm间隙距离，以及交流线与地端导体之间需要有4mm的沿面距离或是3mm的间隙距离，以及交流线与地端导体之间需要有4mm的间隙距离，加上VDE与IEC在电源供给器的输入与输出部分之间规定需要有8mm的满额空间，在此有点需要注意的事，UL标准中所谓的超过表面的分离距离，在VDE标准中则称之为沿面距离，而UL经由空气分离距离的定义会与VDE的间隙距离一致的。 在图11-1所示就是测量间隙距离与沿面距离之间的不同之处，在图11-1(a)所研究的路径中，包 o括了一个小于80的内角与大于3mm宽度的V型凹槽，以及具有一人何深度且宽度小于1mm的平行或收敛边(converging-sided)的凹槽，在此情况规则中所叙述的间隙就是“视线”距离，其在凹槽之上所测量的。沿面距离则是在凹槽表面所测量得到，但是在V型凹槽的底部我们则取1mm的路径，如图所示。任何凹槽的沿面距离若少于1mm宽时，则其宽度会被限制，也就是此时仅有间隙距离适用。在图11-1(b)所示则包含一个圆拱状外围所得之路径。 在图11-2所示为电源供给器的一次电路与二次电路之间为了达到间隙与沿面距离所设计不同印刷不同的印刷电路板的例子。在图11-2(a)所示，如果一次电路的路径与二次电路的路径相反时，印刷电路板的厚度必须有2mm最小值，当印刷电路板厚度大于1mm，但是小于2mm时，则一次与二次电路的路径必须分开至少3mm的距离，如图11-2(b)所示。如 159 图 11-2 正确的电路板设计必须在电源供给器的一次与二次电路之间 满足VDE标准的间隙与沿面距离要求。 160 图 11-2 续 果一次电路与二次电路的路径彼此互相面对时，如图11-2(c)所示，此时则必须有8mm的间隙距离。 11-1.2电介质测试承受度(Dielectric Test Withstand) 对装置上的额定电压为250Vac或是更小时，在UL与CSA标准规格中需要做输入至输出与输入至地端的高电位隔离测试(ni-pot isolation test)，也就是在1分钟内提供1000Vac的测试，或是在1秒内提供1200Vac的测试，而此交流电压必须为50Hz或是60Hz的正弦波。 而在VDE标准规格中则需要做下面的电解质(dielectric)测试:在每一条输入交流线与二次额外低电压(SELV)输出电路之间提供3750Vac的高电位测试;交流线与地端导体之间使用了2500Vac的电压;而地端导体与二次SELV输出电路之间则提供使用500 Vac的电压;并且在交流输入线之间则提供1250Vac的高电压测试，所有以上的测试时间为1分钟，如果所有的测试电压增加10%的话，则测试时间减至1秒钟。 11-1.3 漏电流测量(Leakage Current Measurements) 在UL与CSA标准规格中需要所有露出的固定金属元件必须予以接至地端，而且经由连接至地端的1500电源电阻器来测量漏电流，其值必须不可超过5mA。 在1.06倍的额定电压下，经由1500电阻器与150nF电阻器并联来测量漏电流，因此VDE标准规格允许下面的漏电流值:对于可携带的事务装置(<25kg)，其漏电流值为0.5mA;对于不可携带的事务装置，其漏电流值则为3.5mA;对于资料处理装置，其最大的漏电流值则为3.5mA。 而日本所允许的最大漏电流电流值为1mA，其测量是经由1000电阻器，而线频率则高达1kHz，如果有较高的漏电流，则在装置上就需要隔离变压器了。当线频率在1kHz以上时，最大漏电流值会成对数的增加，在30kHz时则为20mA。 11-1.4 绝缘电阻(Insulation Resistance) 在VDE标准规格中，输入端与SELV输出电路之间要有7.0M的最小电阻值，而输入端与较容易受变动的金属元件之间，则需要有2.0M的最小电阻值，而其外施电压则为1分钟500Vac。 161 11-1.5 PC板需求(PC Board Requirements) UL与CSA规格也提供可燃性(flammability)标准，也就是所有PC板必须被UL人可为J V-2或4是更好的材料，而VDE规格亦接受这些标准 11-2 变压器结构的安全需求(POWER SUPPLY TRANSFOMER CONSTRUCTION FOR SAFETY) 由于VDE标准规格中，对于变压器的设计，制造与利用都有较严格的规定，以满足大多数其他国家的安全需求，因此，在这里我们以更深入的方式来讨论他们。因为VDE标准规格中，对变压器的结构没有可燃性需求，因此，UL标准可被用来使用，其需要用在变压器结构中的所有材料，必须有94 V-2或是更好的额定值。 11-2.1 变压器的绝缘(Transformer Insulation) 变压器的绕组依照需求，如图11-3与表11-1所示，必须以绝缘作物力上的分隔。在绕组线上的亮漆(enamel)，瓷漆(lacquer)，或洋漆(varnish)涂料，以及其他的金属元件，石棉，与会吸收水分的材料，在此需求的目的之内则不考虑绝缘。 图 11-3 由VDE标准所规定变压器绝缘距离 162 11-2.2 变压器电解质强度(Transformer Dielectric Strength) 当使用复合层的绝缘厚度时，任何两层之间必须能够承受电介质强度值，如图11-4所示，在此绝缘层是接触在一起的，而且测试电位则加诸于外部表面，所用的交流电位必须具 图 11-4 VDE变压器的电解质强度 有50Hz或是60Hz的正弦波，而且测试时间需要1分钟，在电介质强度测试期间，不会有绝缘破坏或是闪络(flashover)现象产生。 11-2.3 变压器绝缘电阻(Transformer Insulation Resistance) 绝缘用于变压器的结构中必须在绕组之间，以及在绕组与铁心和框架与金属之间，必须拥有10M的最小电阻值，并在1分钟之内提供500Vdc的电压。 163 11-2.4 变压器沿面与间隙距离(Transformer Creepage and Clearance Distances) 在绕组之间的空隙间隔;在端点之间的空间间隔;以及在端点——铁心与框架之间的空间间隔 必须依据图11-5与表11-2之值，沿面与间隙距离之值是植基于绕组涂上一层洋漆来做假设的。 —— 图 11-5 变压器沿面间隙距离 164 11-2.5 变压器的水阻(Transformer Molsfure Resistance) 变压器必须能够立即顺应绝缘体电阻值的需求与电介质强度的需求，这是当变压器若遇上湿度 oo2?%，而且稳定温度值则介于20C与30C之间，稳定系数不佳的情况时，此时相对湿度可为9 o(stabilization factor)则为?1C，此状况期间的最小值为48小时，变压器可以被温度稳定化至 o不超过4C，可大于先前情况的适度温度值。 11-2.6 VDE规格的变压器温度额定值(VDE Transformer Temperafure Rating) 在正常操作下对特定的绝缘体等级而言，最大的稳定化温度必须不超过绝缘等级的温度值，如下面表中所示，在温度预估期间我们必须考虑在产品或电源供给器范围内去利用周围的温度。 借着改变电阻值的方法，则温度的测量可以被获得，在此提供变压器的输入电压值为1.06倍的标称额定电压值，而且对变压器额定在50Hz，50Hz至60Hz，或50/60Hz，其频率则在50Hz，以及若对变压器同样的额定，其频率则在60Hz。 o当示与表中的温度约被减少15C左右时，热偶(thermocoples)可用来达到测量温度的目的，此方法是可接受的，当非顺从(noncompliance)情况是由热偶方法所决定时，改变电阻器的方法仍然可以被用来使用，作为最终顺从(compliance)之决定。 11-2.7 UL与CSA规格的变压器温度额定值(UL and CSA Transformer Temperature Rating) o当升高至周围温度(25C)以上时，UL与CSA规格会额定变压器的温度，可使用两种方法来做温度的测量，也就是所谓的热偶方法或电阻值方法，下表所示就是可接受的温度升高。 [参考资料] 在电气安全标准上，若要有深入且完整的资料，读者可参考下面的原始草案; 1( UL-4787; 2( UL-114 3( CSA-C22.2 NO.154-1975 4( CSA-C22.2 NO.143-1975 5( IEC-380 6( IEC-435 165 7( VDE-0730/Part 2P: 8( VDE-0806/8.81: 166