AN1083-dsPIC BLDC电机控制

AN1083 简介 本应用笔记说明了无传感器无刷直流（Brushless DC， BLDC）电机控制算法，该算法采用 dsPIC® 数字信号控 制器（digital signal controller， DSC）实现。 该算法对 电机每相的反电动势（back-Electromotive Force，back- EMF）进行数字滤波，并基于滤得的反电动势信号来决 定何时对电机绕组换相。 这种控制技术不需要使用离散 式低通滤波硬件和片外比较器。 BLDC 电机的应用非常广泛。 本应用笔记中描述的算法 适合于电气 RPM 范围在 40k 到 100k 的 BLDC 电机。 运行于此 RPM 范围内的一些 BLDC 电机应用可以是模 式化 RC 电机、风扇、硬盘驱动、气泵以及牙钻等。 本应用笔记中描述的算法可在以下两个 Microchip 开发 板平台上实现： • PICDEM™ MC LV 开发板 • dsPICDEM™ MC1 开发板 PICDEM™ MC LV 开发板包括一片 dsPIC30F3010 DSC。上述算法在该器件上得以实现，因为该器件包含 在 PICDEM™ MC LV 开发板中。 然而，您也可使用 dsPIC30F2010 作为替代处理器以节约成本。 该板的默认配置包含一个5 MHz的晶振。 在测试该算法 时使用 7.37 MHz 的晶振。 PICDEM MC LV 开发板上所使用的资源如下： dsPICDEM MC1 开发板上所使用的资源如下： 以下适用于上述两种硬件平台： • 最大电机速度：100,000 电气 RPM • 可调节的 PID 速度控制环 • 可配置的开环起动加速过程 • 支持 DMCI 工具（见本文档的 “实现算法”部 分） 图 1： PICDEM™ MC LV 开发板 图 2： 带附加功率模块的 dsPICDEM™ MC1 开发板 处理器类型： dsPIC30F3010 或 dsPIC2010 MIPS： 21 MIPS 程序存储器： 2000 个 24 位指令字 RAM： 280 字节 晶振： 7.68 MHz 作者： Reston Condit Microchip Technology Inc. 处理器： dsPIC30F6010A MIPS： 21 MIPS 程序存储器： 2089 个 24 位指令字 RAM： 280 字节 (1) 注 1：在信号缓冲器使能的情况下，RAM的使用 率为 4400 字节。 使用反电动势滤波进行无传感器 BLDC控制  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第1 页 AN1083 BLDC 电机结构 该算法已在下列电机上经过测试： • 4极、12V、10A风扇电机，最高转速为29,000 RPM • 14极、12V航空发动机模型，最高转速为13,000 RPM • 4极、24V、1A Hurst BLDC电机模型DMB0224C10002 这些电机已使用与转速成正比的负载进行了测试——低 速时负载较轻，高速时满载。 在 Y 型连接的 BLDC 电机（见图 3）中，电机具有三条 引线，每条引线与一个绕组相连。 每个绕组（或串联绕 组）与一个公共点相连，该公共点为所有三个绕组共同 使用，如图 3 中上部所示。 一个简单的 BLDC 电机的基 本构造如图 3 的下部所示。 图 3： Y 型连接的 BLDC 电机 电机外层是定子，包含电机绕组。 电机内部是转子，转 子由围绕电机圆周的极性相反的磁极组成，图 4 显示了 仅带有两个磁极（南北磁极）的转子。 在实际应用中， 大多数电机的转子具有多对磁极。 当电流流过电机绕组时（如图 4 中的箭头（1）所示）， 电机起动。 在该示例中，红色 （R）引线上施加了正电 势，而绿色（G）引线上施加了反电势。 在这种情况下 给电机绕组充电会在定子上产生磁场，由 N 和 S 标记指 示。 然后转子旋转，以使转子的北磁极与定子磁场的南 磁极对齐。 同样的，转子的南磁极与定子磁场的北磁极 对齐。 图 4： 流过绕组的电流 R GB 100 N S R B r r g g b b G com com com 110 010 011 101 001 Y 型连接的 BLDC 电机原理图 BLDC 电机结构 公共点 R GB 1 100 N S R B r r g g b b G com com com N N S S N N S S 110 010 011 101 001 电流 流过绕组的电流在定子上产生磁场（由 N 和S来标识），使得转子的北极和南极分别 与定子的南极和北极对齐。 DS01083A_CN 第2 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 六步（梯形）换相 在本应用笔记描述的无传感器算法中，使用六步梯形或 120° 换相法为电机绕组通电。图 5 说明了六步换相的工 作原理。 每一步或每一区间，相当于 60 个电角度。六 个区间组成了 360 个电角度或一次电气旋转。 绕组图中的箭头显示了在每一步中流过电机绕组的电流 方向。 图中显示了在六步换相期间每个电机引线上施加 的电势。 六步换相序列使电机进行了一次电气旋转。 图 5： 六步换相 每一区间上都有两个绕组通电，一个绕组未通电。 每一 区间均有一个绕组未通电，是六步控制的重要特征，无 传感器控制算法就是基于此实现的。 本应用笔记使用下面的术语来说明电机速度： • 每分钟电气旋转次数 （RPMElec） • 每秒钟电气旋转次数 （RPSElec） 使用这些术语来说明电机速度比机械RPM要容易的多， 因为在涉及到电气 RPM 时，不用考虑电机极数这个因 素。机械 RPM 和电气 RPM 之间的关系可用以下来 表示： 公式 1： 机械 / 电气 RPM 关系 要保持定子中的磁场超前于转子磁场，那么一区间到另 一区间的转变必须发生在转子处于特定位置的时刻，从 而获得最佳转矩。 下一部分将讨论在带传感器的 BLDC 控制应用中如何确定转子位置。 R GB 15 4 6 2 3 60° 1 2 3 4 5 6 蓝色绕组 绿色绕组 红色绕组 区 +VBUS -VBUS +VBUS -VBUS -VBUS +VBUS 间 步骤 换相 1 给红色绕组加正电。 给绿色绕组加负电。 蓝色绕组未通电。 2 保持红色绕组电势为正。 给蓝色绕组加负电。 绿色绕组未通电。 3 给绿色绕组加正电。 给蓝色绕组加负电。 红色绕组未通电。 4 给绿色绕组加正电。 给红色绕组加负电。 蓝色绕组未通电。 5 给蓝色绕组加正电。 给红色绕组加负电。 绿色绕组未通电。 6 给蓝色绕组加正电。 给绿色绕组加负电。 红色绕组未通电。 RPMMech = (2 * RPMElec) ( 电机极数 ) RPMElec = (RPMMech * 电机极数 ) 2 RPSElec = RPMElec 60  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第3 页 AN1083 带传感器的 BLDC 控制 在大多数带传感器的 BLDC 控制应用中，霍尔效应传感 器用于确定转子位置。 霍尔效应传感器位于电机壳内， 每个传感器输出状态每经 180 个电角度就会变化一次 （见图 6）。 传感器 B 输出信号的上升沿与传感器 A 输 出信号的上升沿之间有 120 个电角度的偏移。传感器 C 输出信号的上升沿相对于传感器B也有120个电角度的 偏移。这样放置传感器是为了在电机换相时，传感器的 输出状态会发生改变。 图 6： 带传感器的控制 图 7 是 BLDC 电机的基本驱动电路。 每个电机引线都连 接到一个高边 / 低边开关。 区间和开关状态之间的相互 关系由驱动电路开关（如图 6 所示）表示。 图 7： BLDC 驱动电路 驱动电路开关 绿色绕组 Q1,Q5 Q1,Q6 Q2,Q6 Q2,Q4 Q3,Q4 Q3,Q5 60° 霍尔效应传感器 A 霍尔效应传感器 B 霍尔效应传感器 C Q1,Q5 Q1,Q6Q3,Q5 区间 6 霍尔状态 1 2 3 5 4 6 2 4 3 5 1 6 5 1 4 2 6 蓝色绕组 红色绕组 BR G Q1 Q3Q2 Q4 Q6Q5 DS01083A_CN 第4 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 为什么使用无传感器控制？ 在带传感器的控制中，使用传感器来确定电机转子相对 于电机定子的位置。 这可使电机的控制相当简单。 处理 器只需等待霍尔效应传感器改变状态，然后根据三个霍 尔效应传感器的输出来确定转子所处的区间，并相应的 对电机绕组进行换相。 带传感器的控制具有如下缺点： • 传感器价格昂贵。 除了需要购买传感器外，还需要 在制造期间将传感器安装在电机上，这就增加了安 装和接线费用。 • 传感器给电机添加了潜在的故障因素。 如果传感器 发生故障，则电机也无法继续工作。 • 在某些环境下，使用传感器不符合实际需要。 例 如，在电机处在浸没的环境中（如压缩机或泵）， 传感器可能首先会发生故障。 基于各种各样的原因，在许多应用中需要使用无传感器 的BLDC控制。 本应用笔记的下一部分将介绍所述无传 感器 BLDC 控制技术的理论知识。 无传感器的 BLDC 控制 确定电机绕组换相的时刻或一区间到另一区间转换的适 当时间的关键就是转子的位置。 如果使用带传感器的控 制，则可立刻获得转子的位置。 然而，在无传感器控制 中，则必须采用其他方法确定转子位置。 该算法中使用的方法是分析电机的反电动势 （EMF）。 简单的说，反电动势是永磁式电机转子转动时，由定子 绕组所产生的电压。 反电动势的幅值与电机转速成正 比。 图 8 将有助于理解反电动势。 该图显示了带有传感器控 制的电机在转动时三条引线上的电势。 产生的三个信号 的形状与图 5 中的梯形形状非常相似。 图中添加了竖线 以帮助区分六个区间。 PWM 信号给每个绕组供电。 例 如，每三个区间，A 相就失电一次。 然而，在不驱动某 一特定相的区间内，在电机引线上仍可看到电压。 这个 电压就是反电动势。 图 8： 反电动势 A 相 B 相 C 相 注： 使用dsPIC30F6010A对运行的BLDC电机引线上的信号进行采样以捕获到这些波形。 使用MPLAB® IDE 的数据监控界面（Data Monitor and Control Interface，DMCI）工具可显示这些采样。 本文档的“实现 算法”部分对 DMCI 工具做了更加详尽的讨论。  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第5 页 AN1083 在未驱动区间期间的反电动势信号实际上是由于磁性转 子转过定子绕组而产生的。反电动势信号具有三个对无 传感器控制来说非常重要的特征。 这些特征包括： • 速度上升时，反电动势信号的电压幅值也增大。 • 速度上升时，反电动势信号的斜率变大。 • 反电动势信号以 0V 电压为中心对称 （假设驱动电 源轨为对称的正 / 负电压）。 第三个特征的细节如图 9 所示，它表示 A 相在非驱动区 间期间的反电动势信号。在本例中，电机由 ±12V 电压 驱动。 反电动势信号以0V为中心对称。（如果驱动电源 轨为 12V 和 0V，则信号以 6V 为中心对称。） 如果反 电动势信号为一条直线，那么信号将在该区间的一半处 （也就是该区间的 30° 电角度处）通过零线。 该点称为 过零点。 在过零事件后再经过 30° 电角度进行下一次换 相。 因此，给出一个可精确识别过零事件的算法，从而 可估算转子位置，使电机绕组在正确的时间进行换相。 理想状态下，未驱动区间的反电动势信号是一条直线。 实际情况下，反电动势信号耦合有来自驱动区间的噪 声。使用 PWM 信号来改变电压，从而改变电机转速。 由于电机绕组位置十分接近，一个绕组的 PWM 驱动信 号可耦合到另一个绕组的反电动势信号上。 存在耦合的 PWM 噪声时很难检测到过零事件。 例如， 如果单片机需要识别在某一相的未驱动区间内反电动势 信号首次穿过 0V 阈值的事件，由于 PWM 噪声导致信 号过早穿过 0V 阈值，从而使得单片机不能在该区间的 30°电角度位置检测到过零事件。 在图 9中，显而易见， 反电动势信号在 30° 电角度标记已过零两次。 能否准确地检测到过零事件是实现该无传感器算法的关 键。 图 9： 过零电压 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 9 17 25 33 41 49 57 65 73 81 89 97 105 113 121 129 137 145 +12V -12V 0V 高驱动区间 低驱动区间 未驱动区间 30° 60° 过零事件 A D C 结 果 采样数 （ 10 位 分 辨 率 ） DS01083A_CN 第6 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 数字滤波 再次重申，反电动势信号不是一个平滑的信号。 从其他 相耦合的 PWM 噪声使得不能准确检测到该信号的过零 事件。图 10 显示了实际的反电动势信号，理想的反电 动势信号标识在它上面。 通过使用 dsPIC® DSC 来实现数字滤波，即可获得与理 想信号类似的滤波反电动势信号。 这是本应用笔记所讨 论的算法的前提——给出一个滤波反电动势信号，则可 更准确且方便地检测出实际过零事件（30° 电角度标 记）。 当检测到一个过零事件时，dsPIC DSC 启动一个 定时器从设定值开始向下计数，定时器为 0 时电机绕组 换相。 但是，对信号进行滤波也存在一个缺点。 无论信号滤波 是以数字式完成还是在硬件中完成，滤波信号与实际信 号相比总是存在一些相位延迟。 图 11 对相位延迟进行 了说明。 图 10： 实际和理想的反电动势信号 图 11： 与理想信号存在相位延迟 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 28 55 82 109 136 163 190 217 244 271 298 325 352 379 406 433 460 487 理想的反电动势 实际的反电动势 过零 阈值 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 28 55 82 109 136 163 190 217 244 271 298 325 352 379 406 433 460 487 理想的反电动势 实际的反电动势 过零 阈值 相位延迟  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第7 页 AN1083 幸运的是，使用数字滤波器时，给定滤波器规范以及反 电动势信号的频率就可计算出相位延迟。 然后将向下计 数器的值减去计算出来的相位延迟。 针对该算法，Microchip dsPIC DSC 数字滤波器设计 （ Digital Filter Design）工具用来设计反电动势 滤波器。该设计工具可自动计算滤波器的相位延迟。 下面几段将介绍如何使用 dsPIC DSC 数 字 滤 波器设计工具来设计20 kHz PWM信号的滤波器。 数字滤波器设计工具需要输入下列信息： • 滤波器类型 • 采样频率 • 带通频率 • 带阻频率 • 带通纹波（db） • 带阻纹波（db） • 滤波器阶数 本应用中使用了 IIR 滤波器，而不是 FIR 滤波器，因为 IIR 滤波器执行时间相对较短。 与具有类似响应特征的 IIR 滤波器相比，FIR 滤波器需要更高阶数。 此外， IIR 滤波器与有类似响应的 FIR 滤波器相比，具有更短的相 位延迟周期。 该算法中使用的滤波器参数如表 1 所示。 表 1： 滤波器参数 指定这些参数后，dsPIC DSC 数字滤波器设计工具即可 计算 IIR 滤波器的系数，并生成实现滤波器所必需的源 文件和头文件。然后将这些文件添加到 MPLAB® IDE 中 的无传感器 BLDC 电机控制项目中。 dsPIC DSC 数字滤波器设计工具使用几个图来显示滤 波器的响应。 这些图包括： • 幅频关系曲线 • 对数幅频关系曲线 • 相频关系曲线 • 群延迟与频率关系曲线 • 冲激响应与时间关系曲线 • 阶跃响应与时间关系曲线 本应用笔记中描述的算法着重强调了群延迟与频率关系 曲线，如图 12 所示。 图 12： 群延迟曲线 群延迟曲线显示了滤波信号相对于给定电气旋转频率的 实际反电动势信号的延迟（单位为秒）。 假设电机最大 转速为 100,000 电气 RPM，则每秒最大电气旋转为 1666。按照群延迟曲线，在 1666 Hz 处滤波信号将有约 90 µs 的相位延迟。在 0 Hz 时，相位延迟约为 87 µs。 两个延迟时间的差异可忽略，因此在电机的整个速度范 围中可将相位延迟当作一个常量。 下一部分将介绍相位延迟对无传感器BLDC电机控制算 法的影响。 参数 值 滤波器类型 低通 Butterworth IIR 采样频率 49152 Hz 带通频率 4000 Hz 带阻频率 8000 Hz 带通纹波 0.1 db 带阻纹波 60 db 滤波器阶数 5 阶 注： 实际上在无传感器 BLDC 算法中使用了两 个滤波器。 使用两个滤波器的原因及其规 范将在本文档后面给予介绍。 DS01083A_CN 第8 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 反电动势的特征 电机转速的快慢使得反电动势信号的特征完全不同。 因 此无传感器 BLDC 控制算法根据电机速度，可使用两种 方式对反电动势进行分析。 要了解为什么会存在两种实 现方法，首先应该先了解反电动势信号在电机高速和低 速运行时的特征。 低速反电动势特征 速度非常低时，不会产生明显的反电动势。 某一特定相 的非驱动区间的反电动势信号基本上是平的。 因此也无 法分辨过零点。 随着电机转速加快，反电动势信号开始 出现斜坡。 除非反电动势信号具有足够的斜率以允许准确的确定过 零事件，否则无传感器算法将不起作用。 所以，所有无 传感器 BLDC 算法必须具有一个开环起动加速度，然后 无传感器算法才能够起作用，并对电机绕组换相。 在开 环起动加速期间，直到反电动势信号开始呈现梯形形状 时电机才开始明确换相，如图 8 所示。 电机低速运行时 的反电动势信号如图 13 所示。 在低速时，由于反电动势信号的斜率较小，使得很有可 能在非驱动区间中心的某点检测到过零事件。 反电动势 信号上的所有噪声，甚至是滤波信号，都可导致过早地 检测到过零事件。 对无传感器算法来说，对所有三个反电动势信号进行采 样和分析非常重要。通过在电机的所有三相中查找过零 事件，算法可在下一区间纠正由过早检测到过零事件而 导致过早换相。 图 13 显示了理想滤波信号的相位延迟。 在低速时，相 位延迟相对于区间长度来说非常的小。 注意，滤波反电 动势信号上的过零事件在下一次换相之前发生。 这点非 常重要，因为低速时，一旦算法确定发生了过零事件， 就将开始准备进行下一次换相。 图 13： 电机低速运行时的反电动势 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 9 17 25 33 41 49 57 65 73 81 89 97 105 113 121 129 137 145 过零 阈值 30° 非驱动区间 相位延迟 实际的过零点 检测到过零点  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第9 页 AN1083 高速反电动势特征 当电机高速运行时，反电动势具有不同的特征，如图 14 所示。 一个明显的区别为在区间开始处反电动势信号具 有较大的电压尖峰。 该电压尖峰由感应冲击所导致。 高 速时，电机绕组可存储更多的能量。 当电机的某一相从 被驱动变为三态时，绕组中的能量将流向某处，因此会 出现大电压尖峰。 在高速时，反电动势信号斜率更大。 因此可更容易地 检测到过零事件。 随着电机速度的增加，每区间所消耗的时间变短。 这具 有两个影响： • 因为电气旋转频率变高，滤波器的相位延迟相比区 间宽度来说变得更长。 因此，将在下一次换相之后 检测到滤波信号的过零事件。 • 若在电机的整个速度范围内，使用同一个恒定的采 样频率，则在电机高速运行时，每区间 ADC 所能 采样到的 BEMF 数也将减少。 也就是说，与区间 长度有关，随着电机速度变快，检测到过零事件的 几率将降低。 图 14： 反电动势和电机高速运行 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 13 25 37 49 61 73 85 97 109 121 133 145 157 169 181 193 205 217 感应冲击造成的 0V 特征： • 换相后的立即失真 • 滤波器相位延迟明显 • 每个区间的采样数大大减少 磁场“崩溃” 未驱动区间 导致大电压尖峰 实际 过零点 检测到的 过零点 DS01083A_CN 第10 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 无传感器实现 根据反电动势在电机低速和高速运行时的特征，有两种 实现方法可优化无传感器算法的低速和高速性能。 从 低速到高速实现方法的转换为无缝转换 （反之亦然）， 且具有内置的磁滞区。 默认情况下认为电机转速增加 时，从低速到高速实现方法的转换发生在电机转速达到 每秒 300次电气旋转时；电机转速减小时，从高速到低 速的转换发生在电机转速为每秒200次电气旋转时。 用 户可设置转换速度 （见 “调节过程”部分以获得更多 详细信息）。 低速实现 在该算法的低速实现方案中，dsPIC30F ADC 模块对电 机的所有三个相进行采样。 得到三个采样结果之后，将 产生一个 ADC 中断。 然后这些采样被送至三个相同的 IIR 滤波器，每相一个，以产生三个滤波采样。 每相的 采样频率为 49,152 Hz，比 PWM 频率（20 kHz）快两 倍多。 在所有区间（无论驱动与否）都要对每相进行采样。 由 于采样频率大于 PWM 频率的两倍，如果采用 PWM 信 号对相通电，则滤波信号反映在各区间期间施加到电机 绕组上的平均电势。这有助于创建一个类似梯形的滤波 信号。 图 15 显示了对两相进行采样得到的反电动势信号。此 外，还在图中标注了各自的理想滤波信号（带相位延 迟）。 通过比较滤波信号和过零阈值来确定过零事件。 算法目前正在分析的相，以及反电动势信号是在上升还 是下降，都由电机目前所处的区间来决定。 图 15： 低速实现 注： 从技术上来讲，反电动势仅指电机引线上 的电势，该电势是电机作为发电机时产生 的。 也就是说，当 PWM 信号施加到电机 上时，产生的不是反电动势。 然而，为简 单起见，本文档将每相的连续采样描述为 “采样反电动势信号”。 0 100 200 300 400 500 0 100 200 300 400 500 A 相 B 相 Timer1 Timer3 Timer3 超时时电机换相 检测到的 过零点 实际 过零点 带相位延迟的理想反电动势 信号 0V 0V  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第11 页 AN1083 dsPIC30F 数字信号控制器有五个片上 16 位定时器。 Timer1 用于测量从一个过零事件到下一个过零事件所 消耗的时间。 该时间相当于一个 60° 电角度。 假设在检 测过零事件时没有相位延迟，则下一次换相将在经过 30° 电角度时发生。 将 Timer1 捕获到的值除以 2，得到 经过 30° 电角度所需的时间。 理论上，该值可被装入 Timer1周期寄存器，以用于另一个称为换相定时器的定 时器。 当产生换相定时器中断时，将电机绕组换相到下 一状态。 必须从 30° 电角度的时间中减去几种延迟。 第一个是数 字滤波器的相位延迟。 使用 dsPIC DSC 滤波器设计工 具，该延迟约为 90 µs。 另一个延迟是处理 ADC 中断所需的时间。 ADC 中断服 务程序（Interrupt Service Routine， ISR）先执行三个 IIR 滤波器，然后才能确定是否发生了过零事件。 该过 程约需要 1.7 µs。必须从 30° 电角度的时间中减去每个 延迟，然后才能将其装入换相定时器周期寄存器。 Timer3 用作换相定时器。 当发生过零事件时，将由公式 2 指定的值装入 Timer3 周期寄存器。 公式 2： 针对低速实现方案的 TIMER3 周期 其中： PR3 = Timer3 周期寄存器的值 T30 = 计算得到的转过 30° 电角度的值 DFILT = 低速滤波器相位延迟 DPROC = 低速 ADC 中断处理延迟 DPA = 相位超前 （见“相位超前” 部分以获得更多 详细信息） 随后启动Timer3并允许Timer3中断。 Timer3中断发生 时，电机绕组换相到下一状态。 图 16 所示为低速实现方案的结果。 图 16： 低速实现方案的结果 PR3 = T30 – DFILT – DPROC – DPA 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 28 55 82 109 136 163 190 217 244 271 298 325 352 379 406 433 460 487 0 50 100 150 200 250 300 350 1 28 55 82 109 136 163 190 217 244 271 298 325 352 379 406 433 460 487 未滤波的 反电动势 （低速） 数字 滤波后的 反电动势 （低速） DS01083A_CN 第12 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 总的来说，低速实现方案的工作原理如下： 1. 电机的所有三相都是由 ADC 模块以 49,152 sps 采样速率采样得到的。 2. 所有三相的采样信号都经过滤波。 3. 根据电机当前状态，对相应相滤波后的采样信号 进行分析以查看是否发生了过零事件。 4. 当检测到过零事件时，保存 Timer1 的值，然后 将 Timer1 复位。 5. 将所保存的 Timer1 值 （与经过 60° 电角度的时 间相同）除以2，再减去 IIR滤波器相位延迟、处 理延迟以及相位超前， 得到的结果表示到下一次 换相的时间。 6. 将该结果装入 Timer3 周期定时器，随后启动 Timer3，并允许 Timer3 中断。 7. 当发生Timer3中断时，Timer3停止计数并复位， 且禁止Timer3中断。 电机绕组换相到下一状态。 图 17 所示为无传感器 BLDC 算法的低速实现方案的流 程图。 图 17： 低速实现方案的流程图 采样 反电动势 ADC 中断 滤波采样 检测到 过零事件？ 计算到区间更改 所经过的时间 装载 Timer3 启动 Timer3 退出 ADC ISR 是 否 Timer3 中断 执行 区间更改 停止 Timer3 退出 Timer3 ISR  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第13 页 AN1083 高速实现方案 图 18 中所示为该算法的高速实现方案。 在此实现方案 中，仅采样和滤波一相的信号。 采样频率增加到 81,940 sps。 低速实现使得电机转速低于约 40,000 电气 RPM（假设 没有相位超前）。随着速度加快，滤波器和处理延迟将 大于转过 30° 电角度所需要的时间。 运行速度过快可导 致在电机绕组应该被换相的时刻之后才检测到过零事 件。 在低速实现方案中，由于电机低速运行时反电动势的斜 率较小而要采样所有三相。 反电动势信号的斜率较小会 使过早检测到过零事件的可能性升高。 如果检测到每一 次过零事件，将最大限度地减小无传感器算法失效的可 能性。 在电机高速运行时，由于反电动势信号斜率加大，对过 零事件的检测就更加准确。 因此就没有必要对所有三相 都进行采样。 此外，仅采样电机的一相可释放带宽以更 加快速地对该相进行采样。 这可增加过零事件检测的准 确性。 图 18： 高速实现方案 在图 18 中，滤波信号的过零点比实际过零点滞后超过 30°。 高速实现方案在下一区间换相，而不是在实际过零 事件之后立即对电机绕组进行换相。 也就是说，算法超 前 90° 电角度，而不是 30° 电角度。 Timer1测量一相上的两个过零事件之间所消耗的时间。 该时间相当于一个 180° 电角度。 然后对 Timer3 进行设 置，除由经过 90° 电角度的时间减去适当的延迟得到的 时间来装载 Timer3 周期寄存器外，与低速实现方案一 样。公式 3 显示该关系。 公式 3： 针对高速实现方案的 TIMER3 周期 其中： PR3 = Timer3 周期寄存器的值 T90 = 计算得到的经过 90° 电角度的值 DFILT = 高速滤波器相位延迟 DPROC = 高速处理延迟 DPA = 相位超前延迟（见“相位超前” 部分以获得 更多详细信息） 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 过零阈值 Timer1 Timer3 在此换相 90° A 相 B 相 PR3 = T90 – DFILT – DPROC – DPA DS01083A_CN 第14 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 Timer3中断发生时，电机绕组换相到相应区间。 Timer3 中断仅在每三区间对电机进行换相。其他区间由 Timer2 进行换相。检测到过零事件后，将相当于经过 60° 电角 度的时间值装入 Timer2 周期寄存器。 Timer2 在后台递 增运行，将电机绕组换相到下一区间。 如果 Timer2 在后台独立运行，那么如何将它应用到实 际过零事件呢？答案是 Timer3 中断始终强制每三区间 将电机换相到特定区间状态。 当 Timer3 中断事件发生 时，Timer3清零并停止计数。 此外，Timer2也在Timer3 中断期间被复位。 因此，Timer3 与 Timer2 在区间边界 同步。图 19 显示了上述过程。 前面已经讨论过，当电机高速旋转时，反电动势信号中 会出现感应冲击。反电动势信号中的这种干扰太大很难 被滤掉。因此应在滤波前，首先将其“移除”，否则它 将导致过零检测错误。 要解决此问题，无传感器算法具 有一个称为 Blanking Count 的可配置参数。 Blanking Count 指的是 ADC 采样数，算法应在每区间开始时忽略 该值（见图 20）。 图 19： 高速模式下的定时器工作 图 20： BLANKING COUNT Timer1 Timer3 Timer2 Timer2 ：在后台运行，每经过 60° 电角度对电机换相一次。 Timer3 ：根据过零位置（Timer2 为零）每三次换相强制电机进入特定的状态 来确保算法精准。 180° 90° 60° 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 13 25 37 49 61 73 85 97 109 121 133 145 157 169 181 193 205 217 Blanking Count 是受感应冲击影响的 ADC 采样数。 在这期间最后一次滤波采样被取代。 Blanking Count  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第15 页 AN1083 实际上，算法在消隐（Blanking）期间并未忽略反电动 势信号。 相反，在每区间开始，送入数字滤波器的是最 后滤波的采样，而不是 blanking count 期间的实际反电 动势采样。 图 21 中所示为高速实现方案的结果。 图 21： 高速实现方案的结果 未滤波的 反电动势 （高速） 数字 滤波后的 反电动势 （高速） 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 28 55 82 109 136 163 190 217 244 271 298 325 352 379 406 433 460 487 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 1 28 55 82 109 136 163 190 217 244 271 298 325 352 379 406 433 460 487 DS01083A_CN 第16 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 总的来说，高速算法的工作原理如下： 1. 使用 ADC 模块在 81,940 sps 采样速率下对电机 的某一相进行采样。 2. 对采样进行滤波。 3. 当检测到过零事件时，保存 Timer1 的值，然后 将 Timer1 复位。 4. 将 Timer1 的值（与转过 180° 电角度的时间相 同）除以 2，再减去 IIR 滤波器相位延迟、处理 延迟以及相位超前延迟， 得到的结果表示到下一 次换相发生（在实际过零事件发生后又转过 90° 电角度）的时间。 5. 将结果装入 Timer3 周期定时器，随后启动 Timer3，并允许 Timer3 中断。 6. Timer2 周期寄存器装入用于计时60°电角度的时 间的数值。 7. Timer2 在后台继续运行。 Timer2 中断发生时， 电机绕组换相到下一区间。 8. 当发生 Timer3 中断时，Timer3 停止并复位，这 时禁止 Timer3 中断。 电机绕组换相到预先确定 的区间。 9. Timer2 也复位。 这可确保 Timer2 恢复到与实际 过零事件同步。 图 22 所示为无传感器 BLDC 算法高速实现方案的流程 图。 图 22： 高速实现方案的流程图 注： 在高速实现中使用的数字滤波器与 “数字滤波”部分中描述的滤波器相 同，但采样频率不同——采样频率为 81,940 Hz 而不是 49,152 Hz。 ADC 中断 滤波一个采样 检测到 过零事件？ 计算 60° 时间 装载 Timer2 和 Timer3 启动 Timer3 退出 ADC ISR 是 否 计算 90° 时间减去 Timer3 中断 执行区间 更改 停止 Timer3 退出 Timer3 ISR 复位 Timer2 Timer2 中断 执行区间 更改 退出 Timer2 ISR 延迟后的值  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第17 页 AN1083 相位超前 相位超前可使电机在高于其额定转速的条件下运行。 当 发生相位超前时，电机绕组在每一区间都提前换相。 相 位超前以电角度来表示。 该算法可实现最大 30° 电角度 的相位超前。图 23 说明了相位超前。 图 23： 相位超前 使用相位超前来提高电机速度的方法代价昂贵。 电机比 以额定条件运行时要消耗更多的电流，这可使电机过 热，从而缩短电机寿命。 过零电压补偿 理想情况下，过零电压阈值位于驱动 BLDC 电机的电压 满幅值的中心点。 如果驱动电压为± 12V，那么过零电 压阈值为 0V。 如果驱动电压的范围为 0-12V，那么理想 的过零电压阈值为 6V。 图24显示了用来提前调节要施加到dsPIC DSC上ADC 通道的反电动势电压的电路。 将电压调节到dsPIC DSC 的模拟输入电压范围之内。 图 24： 反电动势反馈电路 理想状态下，ADC 通道将对母线电压进行采样，将其结 果除以 2 （驱动电压的两轨分别为零和正电压）以确定 过零电压阈值。 该阈值与滤波后的反电动势采样信号进 行比较来确定是否发生了过零事件。 如果滤波信号在过 零阈值处不对称，则不能准确确定过零事件。图 25 显示 了上述条件下将发生的情况。 图 25： 滤波后的反电动势信号在过零阈 值处不对称 有两个滤波器源用于滤波反电动势信号： • 反馈电路中的 RC 滤波器 （见图 24）用于滤除高 频瞬态干扰 • 数字低通滤波器 低通滤波时，信号并不总是围绕过零电压对称。 随着电 机速度增加，反电动势信号的实际过零点相对于过零电 压阈值略有上升。 要进行补偿，反电动势滤波采样与过零阈值进行比较。 软件累加器记录大于过零阈值和小于过零阈值的采样数 的差值。 如果大于和小于阈值的采样数不等，那么随着 时间推移累加器的值将变成一个非常大的有符号数。 累 加器的高位加在一起以作为相对于过零阈值的偏移量。 这可确保反电动势信号始终关于过零阈值对称。 注： 请参考前面章节中的公式 2 和公式 3，以查 看相位超前对低速和高速实现方案的影 响。 相位超前 而不是这里 在此换相 AN0 电机 绕组 22 kΩ 300Ω 47 nF 2.4 kΩ 注： 在 源 代 码 中，过 零 阈 值 存 储 在 变 量 signal_average 中。可在 CheckZero- Crossing() （motor_isr.c）中对 signal_average进行计算。 理想滤波信号 过零阈值 DS01083A_CN 第18 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 速度控制 您可选择启用一个 PID 速度控制环。 速度控制环可通过 数据监控界面工具来使能。 “调节过程”部分将给出使 能和调节 PID 速度控制环的详细信息。 PID 速度控制环由 MediumEvent() 函数调用。 在主 程序循环中每 1 ms 调用一次 MediumEvent()。 实现算法 要运行本应用笔记中所描述的算法，您必须： • 设置硬件。 • 设置开发工具并在 MPLAB IDE 中载入项目工作 区。 • 使用数据监控界面（DMCI）工具来调节电机。 硬件设置 无传感器 BLDC 算法是针对以下两个硬件平台开发的： • PICDEM™ 低电压电机控制（MC LV）开发板 （DM183021） • dsPICDEM™ MC1 电机控制开发板 （DM300020），与 dsPICDEM™ MC1L 三相低压 功率模块（DM300022）相结合。 这些开发板及其相关文档可从 Microchip 网站 （www.microchip.com）上下载。 PICDEM™ MC LV 开发板 该开发板上提供了电机接线排、三相电压源逆变器桥、 传动装置输入、过流保护、温度传感器、按钮式开关、 9 个 LED、电机电流和反电动势检测的测试点、速度控 制电位器以及一个 RS-232 端口。 该板必须如表 2 所示 进行配置。 电机必须如表 3 所示进行连接。 表 2： PICDEM™ MC LV 开发板的跳线 设置 表 3： 到 PICDEM™ MC LV 开发板的电 机连接 该无传感器BLDC电机控制算法设计为在30 MIPS下运 行。 为达到 30 MIPS， PICDEM MC LV 板上的 5 MHz 晶振必须由 7.37 MHz 晶振来取代，这样就可使算法在 29.49 MIPS 下运行。 按表 2 和表 3 来配置该板与 dsPIC30F3010 器件连接， 以使器件上的引脚功能如表 4 所示。 该表仅显示了该算 法要用到的引脚。 注： 本算法中所使用的 PID 函数为由 Microchip C30 C编译器提供的DSP库的一部分。《16 位语言工具函数库》（DS51456D_CN）中 给出了本应用笔记中所使用的PID函数的详 细信息。 跳线 设置 J7 短路引脚 2 和 3 J8 开路 J10 短路 J11 短路引脚 2 和 3 J12 开路 J13 短路引脚 2 和 3 J14 开路 J16 短路 J17 短路 J19 开路 J15 开路 J9 上的标号 连接 M1 A 相 M2 B 相 M3 C 相 G 接地线（如果适用） +(1) 12-36V -(1) 接地 注 1： 仅当未使用 J20 连接器时，才可将开发板 / 电机电源和地连接到 J9。请参见 “PICDEM™ MC LV Development Board User’s Guide”（DS51554A）以获得更多 信息。 注： 限制性测试将显示算法在默认 5 MHz 晶振 （20 MIPS）下运行的情况。 使用 5 MHz 晶 振运行代码需要用户将 Fcy 的定义从 29490000 改为 20000000 （在 general.h 中）。  2007 Microchip Technology Inc. DS01083A_CN 第19 页 AN1083 表 4： dsPIC30F3010 引脚功能 “PICDEM™ MC LV Development Board User’s Guide” （DS51554A） 提供了如何对需要大于 36V 的 电机使用该板的详细信息。 如果要在额定电压小于24V的电机上运行BLDC电机控 制算法，则需要对此开发板进行修改，特别是电阻反馈 网络。 该用户指南还给出了此修改的详细信息。 PICDEM MC LV 板上的触点开关提供了一些功能，如表 5 所示。 表 5： 开关功能 dsPICDEM™ MC1 电机控制开发板和 dsPICDEM™ MC1L 三相低压功率模块 dsPICDEM MC1电机控制开发板包括dsPIC30F6010A、 各种外设接口以及用户定制的接口接头系统，从而可以 将不同的电机功率模块连接到 PCB。 该开发板还包括用 于连接诸如增量旋转编码器和霍尔效应传感器等机械位 置传感器的连接器，以及用于定制电路的实验布线区。 由接插式变压器为主控制板供电。 dsPICDEM MC1L 三相低压功率模块经过优化，可适用 于一些要求直流母线电压小于 50V、输出功率达到 400W 的三相电机应用。 dsPICDEM™ MC1 电机控制开发板 必须如表 6 所示对 dsPICDEM MC1 电机控制开发板进 行跳线设置。 表 6： dsPICDEM™ MC1 跳线设置 此外，可将 dsPICDEM MC1 电机控制开发板进行如下 配置： 1. 将开关 S2 设定在 ICD 位置。 2. 将R37和R40短路。 如果电路中存在这两个电阻， 那么MPLAB ICD 2不可用于 dsPIC30F6010A的调 试模式。 3. 确保 DSC 是 dsPIC30F6010A。 4. 在接地点和实验布线区的 AN12、AN13 和 AN14 连接之间添加 3 个 4 nF 电容，可将反电动势反 馈线路上的高频瞬态噪声滤除。 在 dsPICDEM MC1 电机控制开发板上运行的无传感器 算法也允许电机以带传感器模式运行。 如果需要该功 能，可如表 7 所示连接霍尔效应传感器。 引脚 名称 功能 1 MCLR 器件通过 S1 复位 2 AN0 母线电压检测 3 AN1 电机电流检测 4 AN2 电位器（R14）输入 5 AN3 相 1 反电动势检测 6 AN4 相 2 反电动势检测 7 AN5 相 3 反电动势检测 8 VSS 接地 9 OSC1 晶振输入 10 OSC2 晶振输入 11 RC13 开关 （S3）输入 12 RC14 开关 （S2）输入 13 VDD +5V 14 EMUD2 在线调试器数据引脚 15 EMUC2 在线调试器时钟引脚 16 FLTA 过电流故障输入 （由 R60 设置的电流跳闸 值） 17 PGD 在线串行编程数据引脚 18 PGC 在线串行编程时钟引脚 19 VSS 接地 20 VDD +5V 21 PWM3H 驱动相 3 上高端 MOSFET （Q5） 22 PWM3L 驱动相 3 上低端 MOSFET （Q6） 23 PWM2H 驱动相 2 上高端 MOSFET （Q3） 24 PWM2L 驱动相 2 上低端 MOSFET （Q4） 25 PWM1H 驱动相 1 上高端 MOSFET （Q1） 26 PWM1L 驱动相 1 上低端 MOSFET （Q2） 27 AVSS 接地 28 AVDD +5V 按钮 功能 S1 器件复位 S2 开始起动加速 S3 全部停止 跳线 设置 LK1 开路 LK2 开路 LK3 开路 LK4 短路引脚 2 和 3 LK5 短路引脚 2 和 3 LK6 开路 LK7 开路 LK8 开路 LK9 开路 DS01083A_CN 第20 页  2007 Microchip Technology Inc. AN1083 表 7： 霍尔效应传感器连接 （可选） 将 dsPICDEM MC1 电机控制开发板进行如上配置，并 按照 “dsPICDEM™ MC1L 三相低压功率模板”部分 对低压功率模块进行配置后， dsPIC30F6010A 的引脚 将实现表 8 中所描述的功能。 dsPICDEM MC1 板上的触点开关提供了以下功能： 表 9： 开关功能 dsPICDEM™ MC1L 三相低压功率模板 必须为无传感器算法配置低压功率模块，这需要卸下功 率模块上的金属盖子。 卸下低压功率模块的盖子后，将 51 Ω电阻跨接到表 10 所示的连线上。 J3 上的标号 连接 +5 霍尔效应电源 G 霍尔效应传感器地 A R 相位置霍尔传感器 B Y 相位置霍尔传感器 C B 相位置霍尔传感器 表 8： dsPIC30F6010A 引脚功能 引脚 名称 功能 6 RG6 开关 （S4）输入 7 RG7 开关 （S5）输入 8 RG8 开关 （S6）输入 9 MCLR 器件通过 S1 复位 10 RG9