高功率密度DCDC模块电源研制

中国科学院电工研究所 博士后学位论文 高功率密度DC/DC模块电源研制 姓名：程荣仓 申请学位级别：博士后 专业：电气 指导教师：李耀华;王镇 20060321 摘要 为了满足通信电源业界的配置，各个模块电源制造商生产的电源模块 具有兼容性，DC／DC模块通信电源必须进行标准化设计。高功率密度砖块电 源由于其技术和工艺的复杂性，一直被国外少数几个大公司所垄断。 在理论研究这一块，特别是各种电源拓扑结构的研究，国内外水平相当。 这也为我们研发700W全砖和250W半砖DC／DC电源模块提供了坚实的理论 基础。如正激变换器、反激变换器、正反激组合变换器等等。这也是我们避丌 国外电源产品专利保护，实现现有技术的集成的基础。通过博士后期问的努力， 得到了以下技术成果： 1、700W砖块电源的开关频率达到了350KHz，满载效率为89％，达到了国际 先进水平。 2、变压器和输出滤波电感都采用平面磁芯来进行设计，实现了超薄型和高效率 3、模块间的均流采用开关电源自主均流装置，并且获得了国家实用新型专利， 专利号为：200520110402．3 Abstract ASeFiesofhigh—effiCiericyfull一brickisolatedDC—DCconverters designedspecificallYforusewithradi0frequencypoweramplifiersand similartelecomequipment．Thenewseriesofconverterscomprisesfive 28VoutputmodelsforoptimalapplicationsflexibilitY．Thetopofthe poweriscapableofdelivering25Aat28V(700W)，yieldingapower densityinexcessof127w／in3． full—brickconvertersarebasedonanadvancedSingle forward topoiogy，USingultra—fastrecoveryoutputdiodesandahighfixed switchingfrequencyof350KHz，toprovideconversionefficienciesofup to89％atfull load．ThiSminimizesinternalpowerdiSSipation，which simplifiesthermalmanagementandcontributestotheconverters’ excellentreliabi1i ty．FeedbackisolarjoniSachjevedwiththeuseof opto—couplers， ‘thedesignoftheplannarcoveis usedtoimprovetheconversion efficienciOSandmaketheSizeot’theconversionsma¨or 第一章 绪论 课题的来源 通信用二次电源模块，输入电压36V～76V，输出电压28V，电流25A的 单输出700W全砖DC／DC变换器，且能够直接并联。各项技术指标符合通信 用二次电源模块的要求。同样的，对于250W半砖模块也适用。 二、700W全砖电源模块国内、外业界的现状 全砖电源模块从最初的以LUCENT公司为代表的250W，功率密度在近年 来不断升级，300W，500W，600W，直到现在的700W。国际上的LAMBDA、 COSEL、EMERSON公司都相继推出了700W，700W全砖代表着世界级水准。 三、常用主电路拓扑结构的比较 对于高功率、高密度、需要电气隔离的通信用二次电源模块，常用到以下 电路拓扑结构： 』 』 ，r J一 l’L·) _，t一 ’r 1 J ● ：B 1 LI 、『flc 图1 推挽以及推挽『F激变换器 ! 门 ⋯下：1幸 J ： 1+kI 图1的左图为推挽(push—pull)电路的拓扑结构，右图为推挽I-E．彩Kr(push—pull forward)电路拓扑结构。推挽lF激电路是在推挽电路拓扑的基础上提出来的， 由于变压器漏感的存在使得推挽电路的主开关器件在关断时会产生很高的电压 尖峰，而推挽征激电路由于电容的筘位，开关器件的电压硬力得到降低；另， 推挽电路需电流来达到对变压器电流的实时控制，以满足变压器原边电流 『F负半周的平衡，而推挽正激电路却不需要，它通过电容来调节，自动实现变 压器电流正、负半周的平衡。但，推挽正激拓扑结构的开关频率很难提高，工 作频率在IOOKHz左右。随着丌关频率的提高，效率会大幅度下降。 图2的左图为对称半桥主电路拓扑结构，右图为不对称半桥主电路拓扑结构。 半桥电路由于其较低的电压开关应力，得到广泛的应用，特别是在高压的场合。 但变压器只能得到一半的输入电压，所以匝比较小，增加了原边的损耗，特别 在低输入电压，大电流的工作场合。不对称半桥只是对称半桥的变种，它由于 图2 半桥电路和不对称半桥电路 j+，1 上一 1 T坠 ‘} -L．u一 上、下管不对称工作，所以较易实现软开关技术，而对称半桥要想实现软开关 工 、一(1 图3 单端萨激和反激电路 2 作方式，必须采用不对称的控制方式。 图3的危图为单端诈激电路，右图为单端反激电路。有源箝位单端iF激变换器 是Vicor公司在1983年申请的专利，它突破了占空比不能超过50％的限制， 使变压器能够双向磁化，提高了变压器的利用率。并且通过降低变压器的磁化 电感，通过漏感来实现主开关的零电压开通。2003年专利保护到期，此电路拓 扑结构将有着大规模的市场前景，现在很多的控制芯片公司都瞄准了这个拓扑 结构，开发出了很多的控制：芷：片。单端反激电路由于其拓扑结构简洁，在小功 率的场合得到广泛的应用，但在大功率的应用中，由于主开关在关断时刻，变 压器漏感的存在，将产生很高的电压尖峰。所以在高功率的应用中，也常常象 正激变换器那样，引入有源箝位。由于单端正激和单端反激简单的主回路，所 以，常常提出一些组合方式，往往会有着意想不到的效果。 相应的变换器组合方式： 图4中的左图为有源箝位双正激变换器，右图为有源箝位双反激变换器。这两 种变换器都可以采用交错的控制方式(载波移相)，以达到滤波支路倍频的效果， 同时可以提高系统的功率，缺点是所用的器件太多，而且每个开关器件的峰值 电压和峰值电流应力和单个的一样。 ‘{Yl =《，} j【 = _1 U ‘十 VI } } -● I一 j 上1、ZJ 、’u1T*罨j —IJ- 一 _LL品，』 TT一≤=j ， Vl =《，’出 ] LI ， Yl ’十 3 I一 锄∥ l几 丰匹 I] }vdc= 紧r 8 i y 丰d≮ l1 Vdc= = 匕 ∥k． ) 丰j I_．一5 冉冉一 图5正反激组合变换器 图5左图为采用单个变压器的正反激组合变换器，右图为采用两个变压器 的正反激变换器。采用单个变压器时，常常采用变压器加气隙的办法，降低磁 化电感，增大磁化电流，这样在主丌关被关断时，可以充分利用磁化能量作反 激方式_丁作。采用两个变压器时，它的的原理更为清楚，实际就是把萨激变换 器和反激变换器串连起来使用。在通信电源的砖块研制中，显然采用两个变压 器的正反激组合比单个变压器的正反激组合具有明显的优势：1、由于平面变压 器的超薄特性，所以要求变压器的匝数越少越好，双变压器结构的『F反激变换 器，把两个变压器分成两个去做，所以很容易实现；2，采用双变压器结构的不 需要输出滤波电感，因为在_F激工作时，反激变压器在原边充当电感，而单个 变压器的却不具备这种功能。 另外，现在针对二次电源模块，提出的各种先进技术，在产品中几乎还没有见 到，如：倍流技术，磁集成技术，这在产品中是一个值得探讨的问题。 四、相关产品的解剖： Lucent公司的FW250--一300R1全砖产品 4 输出电压28V，输出功率250W～300W，输入电压36--一76V，丌关频率475KHz， 采用快恢复二极管整流。 图6 Lucent主电路拓扑 图6是Lucent公司的全砖主电路拓扑，整体上主电路拓扑结构属于有源箝 位两个『F一反级(forward—flyback)变换器交错并联的方案，且输出采用两 个扼流圈，这种交错并联方案可以降低输出滤波电容，和输入滤波参数。变压 器要挚气隙，降低变压器的磁化电感，增大磁化电流，这样在主开关关断时， 实现flyback丁：作模式。磁芯采用平面磁芯。满载效率90．5％，基板工作温度为 --400C～1000C。可直接并联操作。半载到满载时的均流精度控制在10％以内。 Vicor公司的500W全砖产品 Vicor公司采用二次集成的电装技术，即直接购置裸芯片进行封装，如图7所 不o 5 图7 Vicor全砖解剖图 这一方式，功率密度更高，寄生参数更小。另外．所有的控制电路、保护电路、 驰动和检测电路都集成在两个芯片里，这是集成度极高的全砖模块。主变压嚣 和输八、输出滤波电感都聚用U型磁，tl,束实现超薄化。Vicor公司的主电路拓 扑结构整体上属于单端正激变换器，如图8所示，变压器磁化能量的复位是靠 变压器的漏感b与极管上电容谐振柬完成。且通过谐振束完成主丌关I。作在 零电流开通、零电￡E关断的软外关状巷。最高教率为885％，基板工作温度为 一20。C～1000C，开关频率300KHz。 I-_《牢； ‘≯∞{rr口*丁⋯]] L■{!士i宁 图8 Vicor公司主}b路拓扑 LAMBDA公司的700W全砖产品 采用双变压器的有源箝位正、反激组合式变换器，这也是LAMBDA公司的专 利技术， 弧+门 占dI I=1 = 蒋、’．：l‘：，一 十 、厂尹7 一 —- ／ —— 图9 LAMBDA公司700W拓扑结构 图9为LAMBDA公司研制的全砖主电路拓扑结构，当主开关管开通时，电路 为币激方式工作，当主开关管关断时，电路为反激方式工作，且主丌关和箝位 开关都实现ZVS。基板工作温度为--400C～1000C，效率为90％"--91％，可串、 并联工作，此电路对700W的全砖来说，有以下优点： 1、没有使用输出滤波电感，为模块节约了很大一块空间。 2、采用两个变压器输出功率，且这两个变压器完全一样，这就为电源的“短、 小、轻、薄”，提供了技术支持。避免了采用一个变压器输出功率过于集中。因 此，正、反激组合式变换器继承了单端正激变换器输出纹波小、输出特性线性 的优点，但比正激式的磁性元件小、电压应力低、相应的可靠性高、体积、重 量小，这对电源的小型化很有意义，可见这种正反激组合式变换器在全砖应用 领域比单端正激式变换器优越。 COSEL公司的全砖拓扑方案 COSEL公司是全球第一个实现700W全砖模块的，它的主电路拓扑结构如图10 所示。它的工作原理与Vicor公司的500W全砖相似，它的整流二极管和续流 二极管都并宵阻容支路，主要是通过与变压器漏感的谐振来完成正激变压器在 7 关断时的复位。开关频率360KHz，可以直接并联，半载f-qJ满载的均流精度控 制在10％以内。 rrm 唧F u 丁 』 _ l ／j衫， 一一 j 一 夕 一 丁] 一 ’ ．r_ 一白太 』 图10COSEL公司的全砖主电路拓扑结构 它的变压器和滤波电感都采用平面磁芯来实现超薄化，这种结构也是当今二次 模块电源的主流结构。 五、本课题方案的选择： 本课题在大量理论拓扑调研和对国际上一些产品的解剖，最终确定有源箝 位单端正激变换器作为700W全砖的主电路拓扑。主要基于以下几点考虑： 1、这一拓扑结构的专利保护去年已经解禁，在未来将有着广泛地使用价值。尤 其是在通信电源的砖块领域。 2、该电路结构简单，元器件少，效率高(满载时可达90％0左右)，可靠性好， 特别适合于高功率密度场合。 3、很多的芯片制造公司也都瞄准了这一电路，研发出大量的PWM控制：落片。 因此会有足够的选择余地。 4、该电路易于超薄化设计。逾越了50％占空比的限制，提高了变压器的利用 率，双向磁化。 六、本课题的理论和实践意义： 本课题：[作的意义，主要有以下几个方面： 1、700W全砖模块和250W半砖模块基本，基本代表了在这领域内业界的最高 水平。 2、有源箝位单端正激变换器在700W全砖电源模块和50W半砖模块中的应用， 是科技成果转化为生产力一次较好的尝试。 3、装配技术是近年来电力电子学科一个新的研究热点，特别在模块的超薄化设 计、平面磁芯的设计等方面，出现了大量的科研成果。 七、课题进度安排 2004年1月一--2004年4月：完成资料调研和相关产品的调研，确定产品开发方 案，同时进行博士后期间的开题。 2004年5月----2004年6月：进行参数优化、设计、仿真，以及产品的结构优化、 设计。 2004年6月---2004年12月：完成700W全砖模块的研制工作，并进行博士后 期间的中期考核，发表相应数量的文章。 2005年1月～2005年6月：完成半砖模块的参数优化、设计，以及产品的结构 优化、设计。 2005年6月"--2005年11月：完成半砖模块的研制，并书写出站沦文报告。 9 第二章单端正激变换器的小信号闭环 单个模块系统的小信号闭环框图如图1所示，它包括电流内环和电压外环 双闭环组成，采用双闭环的结构是为了在多模块并联时的均流方便。电流内环 既可以采用峰值电流模式，也可以采用平均电流模式，为了控制上的简化，本 课题采用平均电流模式。在图1中，Fc构成反馈电流增益，Fv构成反馈电压增 益。Gv是用于电压环的补偿网络，电路如图2所示。Gi为高增益的平均电流 控制模式的闭环传递函数，Vo／(nVmD2)为系统PWM调制部分。Vin和I。作为 小信号系统的扰动。 图1小信号系统的闭环框图 一、电压外环的补偿网络分析 电压外环的补偿网络原理图如图2所示，它实际上是在PID调节的基础上改进 的一个电路。 10 它的传递函数如下： 图2补偿网络原理图 Vo D z__zoDG Ⅵ Z伽 zm口 兰垦堡鱼旦鱼 ；zo口 ： 篁垦堡!里1 5RCl口S．舄C1口152R2C2C3口sq口sq r!n 52RC：(RC1口R3C1)口5(RCl口＆C1口R2C：)口1 。 S3RC：BC，RC1口52[R3rqq(c2口C3)口RRC：C。】f]sr飞(c2口C。) 令：R1=24．9K，R2=30．1K，C1=1000pF，C2=3300pF：R3=IK，C3=100pF；传递函数 G，，的BODE图如图3所示。 ， ^{j j； {07 Fr明uoncy(Hz) 图3传递函数Gv的BODE图 11 从图3中可以看出，补偿网络实际上用于增加电压环的带宽，提高系统的动念 响应速度。特别是在开关频率附近，可以有效地抑制开关频率附近的纹波。 如果去掉R3和C3，则就为传统的PID调节器，它的BODE图如下图所示： ：： s。 霉暑。 善订 萎々。 芏二J ：‘ 窖 J_ 一日： 霉 i 。 苦at7 ．j0 ，： ?’ 一0f -r。 Fr∞u∞纠(H：' 图4 简单的PID闭环分析 纯粹的PID调节会给系统引入高频噪音，导致系统不稳定。 双闭环系统的性能分析 在图1的双刚叫、控制系统中，电流外蚧传递曲数为： HiOGiO玎KV。萨工瓦西SRo甄Co[31口Fc 电压环的开环传递函数为： Hy口Gv口1口H铲i丽ao口瓦Fv (注：传递函数的计算公式1f=常庞大，都是通过mathcad软件米实现的，这也为参数的调 试带来方便1 12 ㈠；’ ji ：： ’：： ；i ：：： ’：；，：’ ■’弋i警；㈡+： ；蠢 ·r， 。’、L ‘‘· ，E '7 ·E· ，==： ：：；、≮i{ ．；i。ii： ·ii：二 曩}；|K；；，{，+|i{：； 叠』二三童一二毫：蕊二』曼。i：j。一～二五～。oL⋯，+■o。：寡皇==嚣麓拳若=岛 l 1 }， ‘J ： ：， ；0 图5 电流开环传递函数BoDE图 嚣“～麓≤_⋯豢一一．≤{n一 ：：：囊、，：： ：；；，求’ 7、■：： ≯≤|||≮～一囊，’誊≮ 图6 电压丌环传递函数BoDE图 根据电流环和电压环的传递函数，可以画出它的幅频特性曲线。图5、图6分 别为电流内环和电压外坏开环传递函数的BODE图，从图中可以看出，电流坏 的带宽明显高于电压环的带宽。因此系统在保证稳定的前提，尽量可以通过电 流内环来提高系统的动态响应速度。且它们都满足相应的幅值和相角裕度。 13 ，．，■、．t0■一■≮，000，0；≮_ || 一_＼；| ～。，牛囊，。_．曩装彬㈠㈡ 一 ～、 一 一≮毫一※鼍※誓+⋯ ， 一 ． 霄誓一《。．夏鬟强I妊。管誓x--_H：=“一，0_ ^号．I土5毫苫z笛等¨器量‰ n∞善霉1l蓉z 三、开关电源系统主要的性能指标 开关电源系统的性能指标主要反映在以下几个方面： 1、稳定性 主要反映在开环传递函数的相角裕量和幅值裕量上。从图6的电压环BODE图 就可以清楚的看出。 2、动态响应特性 体现系统开环的截至频率，也就是带宽，原则上带宽越宽，它的动态响应速度 就快，但，太宽了，系统就会不稳定。同样可以在图6的BODE图中可以看出。 3、抗负载扰动能力 体现在闭环输出阻抗上，闭环输出阻抗越小，抗负载扰动能力越强。 开环输出阻抗：z。口五五SLi口z相面Zo5 2Lc。口5土Ro叽 上‘。用V 闭环输出阻龇z0H口盎 4、抗输入扰动能力 体现在闭环音频衰减函数上，闭环衰减函数越弱，抗输入扰动能力越强。 开环音频衰减函数．Ae口面V面inl口DENp⋯H口志Ns(s2LCO口5÷叽) 川“V 四、多模块并联技术 A％口面ae 14 均 流 母 线 图7 自主均流法原理图 本课题采用自主均流法来实现多模块的并联技术，所谓自主均流法，实质上也 是主从模块均流法，即在n个并联的模块中，输出电流最大的模块为主模块， 而其余的模块为从模块。由于n个并联的模块中，事先没有人为设定哪个模块 为主模块，而是通过电流的大小排序，电流大的自动成为主模块，“自主均流法” 因而得名。图7表示自主均流法的原理框图。均流母线上的电压，反映的是并 联各模块中电流最大的值。由于二极管的单向导电性，只有对电流最大的模块， 二极管才导通。正常情况下，各模块分配的电流是均衡的。如果某个模块电流 突然增大，成为并联模块中电流最大的一个，该模块自动成为主模块，其它各 模块为从模块。从模块以均流母线上的电流信号作为本模块的电流基准，跟踪 基准信号，达到跟主模块均流的目的。采用主从控制模式的多模块并联均流模 式，由于在实际使用中经常会出现系统存在“争主”现象，从而导致系统的不 稳定。为此提出了如图8所示的优化的平均电流均流模式。输出电流Io与均流 母线上的信号通过比较器进行比较，进而对二极管D5进行开通和关断的控制， 以实现对参考电压Vr的调节，最终实现模块问均流的目的。 15 C 图8 优化的平均电流均流模式 图9三个闭环系统的小信号框图 图9给出了电流内环、电压外环、均流环三个闭环系统的小信号系统框图，与 图1的双闭环系统相比，多了一个均流坏，G，为均流环的传递函数。 则任一个并联模块的方框图如图10所示，图中每个函数的含义如下： 16 图10系统小信号方框图 Fv：电压反馈传递函数 H：检测电流到电压信号的传递函数 Fm：脉宽调制传递函数 Gv：占空比到输出电压的传递函数 Gi：占空比到电感电流的传递函数 Gs：均流放大器的传递函数 Gcc：电流坏的电流放大器传递函数 Gcs：均流环电流放大器传递函数 Gcv：电压环的电流放大器传递函数 ^ ^ A Vo、工c、d分别是输出电压，电感电流和占空比的扰动。在图3中，如果第n 个模块发生均流扰动，则： ^ ^ ^ Vs口Gs(V18us口Hjh) A ^ 把V舢5口HfLK代入上式得： y5口G5H(ILK口t。) 因为其他模块电感电流的扰动不会对本模块形成本地反馈，因此： ^ y5口口GsHIL 电压环的丌环增益：Tv=FmGcvFvGv 电流环的丌环增益：Ti=FmGccHGi 17 均流环的开环增益：Ts=FmGcsGsHGi 根据三个坏的控制方法，可以用来设计控 制器，设计时注意以下几点： ▲关于平均电流模式的控制，误差放大器的非零极点应在半开关频率之后；误 差放大器的零点至少放在半开关频率的十分之一之前；外部的斜坡设置应该 与电压模式相似，选择误差放大器增益在半丁|：关频率处，对谐振峰值有适当 的阻尼，同时又具有一定的带宽和闭环调节速度。 ▲为了判别稳定性，应考虑外部环增益T： T口 垦! 加l口丁s T实际上是图3“A”点测量的结果。 在总环增益中为了避免下沉效应，即提前出现单次穿越现象。当两个环相交时， 不要把两环的相位放在相反的方向上，如l(G900)SFNTv(E2700)不能发生在同一 频率处，两环相减则产生倾斜从而引起系统的不稳定。 通过MATLAB对系统进行仿真，Tv，Ti，Ts的Bode图如下： 图10—1 Tv在满载时的BODE 图10—2Ti在满载时的BoDE 18 图10．3 Ts在满载时的BODE 通过对Tv、Ti、Ts三个开环传递函数的BODE图分析可知，电流内环的动态 响应最快，电压外环次之，均流外环的速度最慢。以上三个开环参数的BODE 图是稳定的，但真正说明系统稳定的是参数T，它的BODE图如下：由图可知 T无论在轻载或重载都满足一定的幅值和相角裕度。 Freqtmroy(rad／aec) 图10—4 T轻载时的BoDE 图10—5T满载时的BODE 19 ＼ 图11 三个闭环系统的纠环传递函数幅频曲线 图11给出了三环系统的=三个开环传递函数的幅频曲线，蓝色曲线为电流环，绿 色曲线为电压环，红色曲线为均流环。从三个环系统的幅相曲线，可以清楚地 发现它们的设计规则，其中电流环的带宽最宽，动态响应速度最陕；其次是电 压环，均流环的动惫响应速度最惺．它的带宽也最窄 第三章有源箝位单端正激变换器的仿真分析 由于有源箝位单端正激变换器的工作模态在各种文献中已经分析的比较完善 了，在此就不作分析了，它无非是包括了图1中的两种工作模态，即主管丌 图1开通和关断时的等值电路 通模态，以及主管关断模态。其中的滤波电感和滤波电容以及负载都是映射到 变压器原边的等效值，Lm为变压器的磁化电感，iIn为磁化电流。 MATLAB仿真参数如下： 开关频率360KHz，变压器的匝比为5：7，输出滤波电感Lo=10uH；输 出滤波电容Co=400uF，磁化电感2lull，漏感1．5uH，没有作说明的，都是以 48V作为输入电压，相应的最大占空比为0．5；系统采用双闭环进行控制。由于 系统的静态特性仿真，可以通过动态特性直接看出，因此，给出的仿真波形都 是通过一些动态特点给出。且动态特性是衡量电源～个非常重要的指标。 一、负载的动态响应 21 图1负载从0定变到100％时的仿真波形 图1给出了负载从0突变到100％时的输出波形，七图为输出rL!rk波形，下图 为滤波电感上的电流波形，从上图口J以看出，输出电压在2mS左右达到稳态 电感j：的电流达到稳态却只要200uS生{ m口L啪『hjlsm"日 1惜_上⋯-．．-j{： ， J 0一 ■ ⋯ ¨- ： — C 01 1 ¨ ! M 3 75 4 蝎 ； 图2负载从0到100％突，韭时磁化电流波形 图2给山了负载电流从0突变到100％时，变压器磁化电流的仿真波形，它超 过丁峰值电流的两倍多，所以在实际应刚中．要泣意磁心的饱和。 图3给出了负载从0到100％突变时，筘位电容上电压的波形，^人仿真中可以 看H，它的峰值控制在120V以内，埘选择150V削压的}：，幅丌共管．是完牟 满足要求的，同样选择耐』]、200V的№恢复二极管和箝位电容也是合适的：子奁 感的输出电流波形，unl看山，芒们的动态州应速度在200uS^- 图5 负载从50％剑100％突变时箝位电容上的输出电垭波形 与图3相比，突变时，电容上电压的变化量很小。也反映出系统自若较好的稳 定性。 图7原边电流放大波形 图6和图7是负载从50％到100％突变时原边电流波形和相应的放达波形，电 流的反相t要是漏感引起的，这为实m主丌芙管的零电压丌通提供了町能。剀 此，在实阿应朋中，我们常常给变』i器定的气隙，就是为了提鬲变压器的漏 感，既可以史现主管的零电压川逦，疋nJ以防止变压器在动态过程中的饱和 国8是丰W关实现软丌通的波形，上图为它的驱动，F罔为它T作电压波形 从图中uJ以看出，它实际lj{是部分软开通，如果要实现全弁|5软丌通，它的漏 感就耍增犬．漏譬增大会增加占空比的丢失，因此漏感选择要适度 图8主开关实现软开关开通被形 二、关于最大占空比的解释 为了【{，l止变压器的饱和，工作时，往往要设定最大z彳窀比，但只是确定一个塌 大占空比是不全面的，比如刊于输入36v～76V的二次通信电源模块来蜕，36V 输入时，会上作在最大占空比状态2／3，由此限定模块的最大工作占空L匕为2／3 图9 48V输入，负载突变时的波形 9所示，上闰为滤波电感上的L乜流从0突变到鹾犬值的波形，下目为对应【；f勺筘 位电容上的电压波形，可以看ff{，箝能r乜容r的电压波形存暂念过程中，超过 了150V，这对耐压为150V的开关管柬说是危险的。}{所以有这么高的电压是 由于在48V输入时，占空比超过50％引起的。如图10所示，上图为箝位电容 电压在峰值电压处的放犬波形，下图为主功率管驱动波形，从F图司以看出 此时它的占空比达到了2／3，因此电容上会出现较高的峰值电压 图10箝化电容上电压放大波形 从吼上的分析中，不难看出，仅仅限制一个最大占空比是不蟛的，而是要对最 大“伏×秒”数进行限制，这里的“伏”代表输入电压，“秒”代表主管开通时 问，这样即使在动卷工作中，也不会出现箝位电容有过}b压现象。立¨前面所分 析的一些动态现象。这也要求存选择控制芯片时也安注意这个问题，有的芯片 具有最大“伏X秒”数限制功能，而有的芯片印只有最大占空比限制功能 另外，在箝位电容的选择J‘要注意适当，人量文献都醣为了稳压，辅何电容越 人越蚶，其实不然，这也是在动态过程q·会出现的问题。例如当负载从满载突 变到空载时，t管就会长时间处于关断状卷．Ib于辅管和主管是互：补导墟的 那么此时辅管就会一直开通，如果电容上储存的能量过多，就会导致变压器反 相饱和，从而毁坏辅管。从这个意义上说箝位电容值越小越好。 第四章实验分析 在原理犁样机的实验过稗中，磁性兀件的设计和刀¨l费了很人的力气。变 压器结构正经J力三次更新换代： 1、第一次是平面变压器、体积和蕈量比立体变眶措(普通变爪器)减少80％，己 形成从5W覃20KW20KHZ至2MHZ的产品，效率典型值为98％： 2、第一次是片式变压器，对低ff-_L电流特别适用，高度(厚度)更进一步降低， 电流可达100安以上，采用一个次数绕组多个磁芯组成，代替以前的一个磁芯 多个绕组。多个磁芯的初级绕组串联，从而达到降压隔离的要求。内部温升比 平面变压器低，只有10℃左右。呵以装在额定温升更高的基板上工作： 3、第三次是薄膜变压器，采用薄膜后高度低于1MM。T作步率超过1MHZ， 达到10-100MHZ。由于采用集成电路工艺制造，成本并不增加。是直流丌关 电源变压器的展新发展方司。 图1平板变压器结构 就目前的平板变压器结构而i，与普通变压器相比，之所以能够降低体积， 是 因为在相同体积下，变压器越薄，与外界的接触面税越犬，因而它的热附就越 小。代表当今业界最高水平的是图1所式的变压器线圈立。绕结构，它把磁心和 线圈的温度耦台在一起去考虑，而变压器的磁心又直接粘结在散热器上，这样 就为线圈提供了很好的散热途径。实验证明，磁心的最高温度可以烤机到120 度，这侄通信的一次电源中是达不到的。 装结构 图2铝基扳三维封装结构 图2是700W全砖电源的锚基板三维封装结构，顶层是FR--4结构的PCB板， 一般放控制部分的元器件，底层是铝基板，一般放主回路JG器件。这种二维封 装结构也是把所有的元嚣件通过各种途径把热量耦合在一起，以便于整体散热。 700W全砖电源实验的主要技术指标如下： 1、输出电压28V，输出最大电流25A，满功率输出700W；且输出电压在90～ 110％可调，并满足限功率能力。 2、严格按照全砖的标准尺寸，即(1168×610x127mm)，模块之问可以直接 并联，日满载时，均流精度控制在10％以内。 3、输入电压从36V～75V，模块能够f常工作，且48V媳型输入，满功率输出 700W时，效率可达89％以上。 4、48v典型输入，满功率输出时，输出电压的纹波应控制存1％以内 5、有完备的保护功能，过流保护、过压保护、过温保护，基板温度T作范田： 一20口C一一1000℃ 图3是屯丌关管的工作波形，-叮以看出它有很好的谐振复位能， Tek。_rL矗Tfig'd M黝i：O∞嘞； ● OHl5。鳓诵蝣 {器宙 蘑豳 带宽限制 图20lvlt．．b： 7跌／捂 圈衄 据头 皿 反相 嘲 M5∞咻 CHl／3．60V 402．23娩H! TDS1002．13：33：0005．11—8 图3主开关管工作波形 1蠢k。rL矗Tdg’d Mp瓢：0．000s ● CHl◆5，90窜％ 擒宙 塑豳 带宽限制 嗣20Nll-f,z 坟／格 园圈 棒头 澄 厦榴嬲 1,45嘲孵 CFll／-2．00V 401．358％№ TDS1002．14：21：5705—11．8 图4 整流管工作波形 图4是输出整流管的工作波形，它的寄生参数得到了很好的控制，总体波形比 较干净。 31 1．ek ∞。 日Trig’d 士 C1-115；卿髑酶 O"12 褐台 旦圃 带竞限制 厢20NHz 优／擦 园圃 棒头 蟹 反相 锄 M508咻 CHl．／-2．08V 4182．1d轾Hz TDS1002—14：03：4805—11—8 图5续流管工作波形 图5是续流管工作波形，它的反向复位能力很强，基本控制在2倍输出电压以 内，这是控制输出纹波的基本要求 1bk几 ●Stop t,4p04．：一2,800啪 CHl {昌台 西固 带竞限制 图20Ml'iz 伏／搐 圆圆 挎头 田 夏榻 围 M2．50”i OHl／-8．∞mV TDS1002—10：04：4205—11—1O 图6 输出纹波 图6是输出纹波波形，从波形中可以看出，它基本被控制在1％以内，达到通 信二次电源的要求 32 【％】 90 80 如70 o r- 毫60 U 50 40 30 ⋯1邑⋯一Inpu：Vo：t．36V 臼⋯．～!nputVolt．48V ～o。 ⋯InputVo{t．76V ：彩一．衷：!一．孳=二铲遗}瑚 0。。 ； ⋯ ⋯．． ．．⋯＼ 一 ～．．⋯⋯．． ＼ 一 ＼ ’ ．? ≮ ’ ⋯ 。|，。。 7 。《． O 10 ZO 30 !Aj 图7效率曲线 图7画出了700W全砖电源在各个工作点上的效率曲线，可以看出，它的最高 效率发生在60％的负载处，且效率达到了91％，满载效率基本控制在89％左 右。 本系统采用两个模块进行并联实验，其中两台模块在突加负载时的变化曲线 如图8所示： 山uJ．L儿Jlj ㈧㈣州 ]|T⋯7丌7 川洲 1)(燃2、( 图8 突加负载时模块均流趋势 33 由图8可知，模块2的调节速度比模块1要稍微慢一点。但很快又达到了 平衡，实现了模块间的均流，验证了均流环调节速度较慢有利于系统稳定性这 一特点。 参考文献 1．“单相PFC输入电力操作电源模块DC／DC级研制”程荣仓，南京航空航天 大学硕士论文。 2．“UC3902LoadShareICSimplifiesParallelPowerSupplyDesign”，U一 163fApplicationNote，UC 3．I．Batarseh，K．SiriandH．Lee，“InvestigationoftheOutputDroop Characteristicsofparallel—connectedDC—DCconverters”，IEEEAPECf94，PP 1342．1351． 4J．Rajagoplan,K．Xing，Y．Guo，F．Lee，B．Manner—S．“modelinganddynamic analysisofparallelDC／DCconverterswithMaster—·Slavecurrent--sharing control’IEEE?apec|1996lpp678—684 5．M．Jordan,“Uc3907LoadShareICsimplifiesParallelpowerSupply Design”，UnitrodeApplicationNoteU一129 6．V．Vlatkovic，J．A．Sabate，R．B．Ridley，F．C．LeeandB．H．Cho，“Small—Signal AnalysisofthePhased—ShiftedPWMConverter",IEEETrans．PE，1992，ppl28— 135 -．B．Carsten,’Designtechniquesfortransformeractiveresetcircuitsathigh frequenciesandpowerlevels?inProc．HighFrequencyPowerConversion Conf．，1990，PP．235-246． 8，R，WatsonetaI．，‘Utilizationofanactive—clampcircuittoachievesoft switchinginflybackconverters：?inProc，IEEEPESCr94Rec．tPP．909-916． 9．K．Yoshidaeta1．|‘Zerovoltageswitchingapproachforflybackconverter：| inProc．IEEEINTELEC‘92。PP．324-329． 10毕强．PwM正激式零电压软丌关及电源【7】．电力电子技术，1994，28(4)：10 11 陈道炼，严仰光．零电压过渡PwM正激变换器的原理与设计Ⅱ】．电力电子 技术，1998，32(4)：22—25． 12．G．Suranyi,“Thevalueofdistributedpower,”Proc．IEEEAppl．Power Electron．Conf．，1996，PP．104—110． 13．B．Choi，B．H．Cho，R．B．Ridley，andF．C．Lee，“Controlstrategyformulti— moduleparallelconvertersystem，”IEEEPowerElectron．Specialists7Conf． Rec．，1990，PP．225．234． 14．J．BocekandC．Liu，“Determiningcurrentsharingcriterionforparallel operationofpowerconvertersinmulti．modulebussystems?IEEEPower Electron．Specialists 7 conf．Rec．f19907 PP。870—879。 15．C。Q．LeefK．Siri}andT．WufIIDynamiccurrentdistributioncontrolsofa parallel connectedconvertersystem,”IEEEPowerElectron．Specialists7Conf．Rec．， 1991，PP． 875—881． 封面 文摘 英文文摘 第一章 绪论 第二章单端正激变换器的小信号闭环分析 第三章有源箝位单端正激变换器的仿真分析 第四章 实验分析 参考文献