大功率、高压、高频变压器的串联优化设计
张周胜, 肖登明, 陈桂文
(上海交通大学电子信息与电气工程学院,上海 200240)
摘 � 要: 高频效应、损耗、散热和绝缘的合理设计是大功率开关电源变压器的设计难点。为此, 提出了一种大功
率、高压、高频开关电源变压器的串联优化设计模型。针对该模型, 以流过理想化的双向矩形波电流波形为特例,
从 Dow ell公式推导出了线圈最优层数与最优层厚的关系,并提出了一种等面积算法来将 Dowell最优层数换算到
圆导线线圈最优层数,进而可确定最优线圈高度。结果表明,串联设计保证了单机容量的增大, 而优化设计使得高
频效应和损耗达到要求。采用该模型设计,能够在整个变压器匝数已知的情况下, 对线圈高度、线圈最优层厚和最
优层数进行合理的计算和优化。
关键词: 开关电源; 大功率; 高频变压器; 高压; 串联模型; 最优层数
中图分类号: T M433 文献标志码: A 文章编号: 1003�6520( 2009) 05�1231�06
Series Optimization Design for High�power High�voltage
High�frequency Transformer
ZHANG Zhou�sheng , XIA O Deng�ming, CHEN Gui�wen
( Schoo l of Electr onic Information and Elect rical Eng ineer ing,
Shanghai Jiao Tong U niversity, Shanghai 200240, China)
Abstract: It is difficult to reasonably design the high frequency effect, loss and insulat ion for t he high� frequency
transformer . We established a model o f ser ies optim izat ion fo r the pow er supply transformer used fo r high pow er,
high vo ltag e and high fr equency . W ith the ideal bipolar squar e cur rent w avefo rm, we der ived the r elationship be�
tw een the optimum number o f w inding lay er s and the optimum thickness of w inding layer by t he Dow ell fo rmula.
Moreover , we put forward an equiv alent area arithmetic to conver t the optimum number o f w inding lay ers fo r copper
to the equivalent optimum number of w inding layers fo r r ound conductor s, then the optimum height of w inding w as
obtained. Results show that the ser ies assures the high capacity o f a transformer, and the optimum design declines
the high�frequency effect and loss. Therefo re, if the number of windings is known, it is feasible to reasonablely cal�
culate and optimize the height o f w indings, the number of winding layers and the opt imum thickness of winding lay�
er . F inally, experiment show s that this optimum design method is available for the calculat ion and optim izat ion o f
transformer used for high pow er, high vo ltag e and high fr equency.
Key words: sw itching power supply; high power ; high frequency transformer; high voltage; ser ies model; optimum
number of w inding layers
0 � 引言
近年来, 高频变压器在开关电源变换器研究中
应用越来越广泛 [ 1�6]。随着频率的提高,绕组中的高
频效应将使绕组的损耗增大。国内外在围绕减小线
圈损耗和对设计参数进行优化方面投入了比较多的
研究。文献[ 7]用一维模型计算了铜箔线圈的 ac 电
阻与 dc电阻之比;文献[ 8]对 Dow ell公式在一定条
件下进行了校正;文献[ 9�11]利用 Dow ell公式计算
了使铜损最小的线圈层厚;文献[ 12]提出了一个简
单公式对任意波形下的多层线圈变压器的 AC 电阻
进行优化。但是对高频下的上百 kV、上百 kW的大
功率开关电源变压器来说,除了高频效应,散热和绝
缘的合理设计不可忽视。
大功率大电流会使损耗增大, 易造成热击穿; 临
近效应和集肤效应使绕组损耗增大; 匝比高、电压
高、绝缘难于处理;漏感和分布电容等寄生参数给前
级功率开关管造成浪涌电压和浪涌电流, 增加开关
损耗[ 13, 14] ; 通过变压器绕组中的电流往往是非正弦
波形,电流可能是连续工作状态和断续工作状态等,
给这种变压器的设计带来困难。但是,高频、高压和
大功率的电源变压器的应用越来越广泛, 如静电除
尘、脱水、脱硫脱销等。因此, 随着大功率开关器件
的应用以及非晶超微晶合金等新型铁芯材料的日益
成熟,设计满足温升要求、损耗要求、绝缘要求以及
合理的寄生参数的大功率高压高频变压器具有现实
意义。
本文所提出的大功率高频变压器的串联优化设
计相当于多个变压器的串联,但又不同于完全独立
的各个变压器串联结构。各个变压器具有公共的磁
�1231�� �
第 35卷 第 5期
2009年 � � 5月 高 � 电 � 压 � 技 � 术H igh Voltag e Engineering Vol . 35 No. 5M ay � 2009
路,或者某一边绕组共享公共的磁路,不会因为变压
器分离而对波形产生协调影响而造成畸变。能达到
升高电压、充分散热、利于层间绝缘和减小分布电容
等目的。
如前所述, 对于高频变压器线圈层厚的研究比
较成熟。但是对于大功率高压高频变压器而言, 线
圈结构、层数如果设计不合理,将在变压器损耗、散
热、效率以及安全性方面带来影响。本文在大功率、
高压高频变压器的一种串联模型的基础上, 提出了
一种等效面积算法, 从减小线圈损耗角度出发用
Dow ell一维公式
推导出了各个分段变压器的
最合理层数, 线圈高度以及详细阐述了设计步骤。
在文章的第 5部分以开发的输出额定直流 60 kV、
负载电流 1 A 的全桥DC�DC 逆变器开关电源为例,
对高频变压器的串联优化设计方法进行了计算和分
析。
1 � 串联变压器模型
在很多应用领域常常需要大容量、输入输出波
形良好且受控后响应特性快的电力变换器。为此,
研究者曾经考虑将多个功率器件串并联起来以实现
变换器单机容量的增大,通过 PWM 控制改善波形
和响应特性,但是必须对器件的参数进行选择,使之
承受的电压(电流)平衡, 并且容易产生载波及其边
频带的谐波,使装置的效率大大下降。变换器的多
重化克服了上述缺点, 通过将多台变换器并联或串
联起来使整机的容量变大, 通过变压器或者各相的
电感将多个输入(输出)电压或电流组合在一起, 通
过相位调节消除低次谐波, 改善输入输出波形的质
量,但是变换器的多重化对于电流的平衡和干扰的
影响较敏感,且额外增加成本。因此,在单台变压器
内部进行最优化设计成为一种解决方法。
在大功率、高压、高频逆变器开关电源中, 升压
变压器一般原边电压较低,副边电压较高,通过原边
绕组的电流很大, 副边绕组匝数多。串联变压器原
边绕组采用铜箔,副边绕组分成多个线包,各个线包
之间串联连接。串联变压器模型如图 1 所示。图
( a)中, 当副边绕组两端一端为低电压, 另一端为高
电压(如单极性电流)时, 低电压端线包匝数多,电压
越高端,匝数越少; 图( b)中, 当副边绕组两端都可
能为高电压(如双极性电流)时,两端线包匝数少, 中
间线包匝数多。
由于串联变压器各个线包之间串联连接, 从高
电压到低电压漏感宜从小到大, 以减少电感中储存
的能量。而不论初次级绕组分布方式如何, 绕组的
漏感 L s 与线圈匝数N 的平方成正比,与线圈高度 h
图 1 � 串联变压器模型
Fig. 1� Model of series transformer
成反比[ 15] ,即
L s N 2 ; L s 1
h
。
� � 因此,电流流经的高压线包所分得的线圈匝数
易依次比低压线包所分得的线圈匝数少。从上面关
系式可看出,漏感受线圈匝数的影响比受线圈高度
的影响要大,因此, 各个线圈的高度可相同。那么,
高压线包匝数少, 在线圈高度相同的情况下,线圈层
数就少; 相反,低压线包匝数多,线圈层数就多。该
取多少层,以及线圈高度应该取怎样的最优值, 与串
联的线包数设计和设计频率下的集肤深度和临近效
应有直接的关系。
�1232� May 2009 H igh � Voltage � Engineering Vol. 35 No. 5 �
2 � 波形与损耗
由于开关频率的提高, 层式变压器必须考虑临
近效应和集肤效应造成的损耗影响。要减小损耗,
最理想的状态是使线圈的 AC 电阻为最小值。AC
电阻不仅与层厚、层数有关系,还与电流波形有关,
电流幅值以及所含谐波都会影响 AC 电阻的大小,
即也影响损耗的大小。以全桥开关桥式整流 DC�
DC逆变器,电流波形为矩形波作为研究对象, 其波
形如图 2所示,图中 D 为占空系数, T 为周期, I 0为
电流幅值。
任意的周期电流波形, 都可以用傅立叶级数表
示如下
i ( t) = I dc !∀
n= 1
( ancosn �t + bn sin n � t )。
� � 该表达式还可以表示为
i ( t ) = I dc + !∀
n= 1
( cncos( n � t + �n) )。
式中, Idc为电流 i( t)的直流分量, I dc= I0 D; an、bn、cn为
n次谐波分量的幅值;�n为 n次谐波的相位。其中:
I dc =
1
T#T0 i( t )dt = 0;
cn =
1
T#T0 i( t) cos n � tdt = 4I 0n sin n D2 。
� � 所以图 2电流波形用傅立叶级数表示如下
i ( t) = !∀
n= 1, odd
(
4I 0
n sin n D2 co sn � t )。
� � n次谐波的有效值为
I n =
1
2
(
4I 0
n sin n D2 )。
� � 整个的功率损耗由各谐波损耗组成,即
P = Reff I
2
rms = !∀
n= 1, odd
RacnI
2
n = R dc !∀
n= 1, odd
K mnI
2
n。
式中, Reff为 i ( t )的 AC 电阻; I rms为 i ( t)的有效值;
I rms= I 0 D ; Racn为 n 次谐波频率的 A C 电阻; K mn
为n 次谐波频率 AC电阻系数; R dc为直流电阻。根
据 Dow ell公式,有
K mn = !n( sinh2!n + sin2!n
cosh2!n - cos2!n +
2 m
2
- 1
3
sinh!n - sin!n
cosh!n + cos!n)。
式中, !n为线圈层的厚度d 与 n 次谐波频率的集肤
深度∀n的比值; m 为线圈层数。若用 ∀0表示基波频
率的集肤深度, !表示线圈层的厚度与基波频率的
集肤深度的比值,则有:
∀n = ∀0
n
; � != d∀0 ;
图 2� 占空系数为 D的脉冲电流波形
Fig. 2 � Pulsed current waveform with a duty�cycle of D
K mn = !( sinh2 n!+ sin2 n!
cosh2 n!- co s2 n!+
2 m
2
- 1
3
sinh n!- sin n!
cosh n!+ cos n!)。
令上式为
K mn = !( A 1 + 2 m2 - 1
3
A 2 )。
� � 将 A 1和 A 2用泰勒级数展开,保留 3 阶项,而忽
略高阶项,则有:
A 1 ∃ 1
n!+
( n!) 3
a
; � A 2 ∃ ( n!) 3
b
。
� � 经过泰勒级数分析,整个损耗为
P = R eff I
2
rms = Rdc !∀
n= 1, odd
!( ( 1
n!+
( n!) 3
a
+
2 m
2
- 1
3
( n!) 3
b
) (
2 2I 0
n sin n D2 ) 2 )。 ( 1)
式中, a= 45/ 4; b= 6。
3 � 串联变压器的优化设计
3. 1 � Dow ell最优层数
定义 R∀为铜箔厚度等于 ∀0时的直流电阻, 则有
R∀
R dc
=
d∀0 = !� � � ReffRdc = !R effR∀。 (2)
� � 研究表明, 在给定频率下, R eff / R∀相对于 !的
变化非常近似于R eff相对于 d 的变化[ 16]。
对于给定的层数, 有一个最优点 !opt , 使得交流
电阻最小。相应的最优层厚为
dopt = !opt ∀0。
令 � � � � � � ( Reff
R∀ ) / != 0。
同时应用公式( 1)和( 2) ,则有
!opt = dopt∀0 =
#∀0 1(2k+ 1) 2 sin2 (2k+ 1) D2 dk
(
2m2 - 2
b
+
3
a
)#∀0 sin2 (2k+ 1) D2 dk。 ( 3)
即最优层厚是与层数相关的, 对于不同的层数
�1233�� 2009年 5月 高 � 电 � 压 � 技 � 术 第 35卷第 5期
可以有对应的层厚最优值。相应地,不同的层厚也
就可以有对应的层数最优值。图 3为频率 20 kHz
(集肤深度为 0! 4673 mm)时的最优层数与层厚的
关系。
3. 2 � 圆导线线圈最优层数算法
由于 Dow ell公式给出的 AC 与 DC 的比例系
数对于铜箔绕组是一个很好的近似,特别是在层厚
小于曲率半径的 10%的情况下应用更好。但是, 对
于圆导线构成的线圈或者是铜箔绕组没有占满整个
窗口时,这种近似将会造成较大的误差。因此,在应
用上一般用等效层厚 d = 2 r 0 / 4 的铜箔来进行
等效处理。其中, r 0为圆导线的半径。这种等效是
基于求最优层厚或者求 AC 与 DC 比例系数作为出
发点。当圆导线最优层厚已知,要求最优层数时, 将
采用如下等面积算法。
设线圈高度为 h,圆导线的最优层数和最优层厚
分别为 m、d,一层铜箔对应的最优层厚为 dc,则有
m =
dch
d2
4
。 ( 4)
� � 可见,当线圈高度不同时,最优层数也不同。当
最优层厚一定时,最优层数与线圈高度成正比关系。
根据为线圈分配的匝数, 由上式可确定出最优的线
圈高度和层数。
3. 3 � 串联变压器最优层数
在进行高频变压器设计时,往往取层厚 d 大于
根据电流幅值和占空系数演算而得到的计算值和小
于两倍设计频率下的集肤深度,即
#= I 0 D
2
< d < 2∀0。 ( 5)
� � 线圈层厚 d 只要落在该范围内, 即认为最优。
用公式( 5)所求出的最优层厚范围内的线圈层数 m
也就是相对各最优层厚的最优层数。这也就是说,
凡是在该范围内的层数均可满足要求, 为多线包变
压器高低压端取不同的层数提供了理论依据。该范
围内计算所得的小的层数分给高压线包, 大的层数
分给低压线包。
在多线包变压器的设计中,由于高压线包外包
绝缘比低压线包外包绝缘厚, 从结构设计上也说明
了小的层数作为高压线包的层数,大的层数作为低
压线包的层数的合理性。流过双极性电流线包线圈
与绝缘结构分布如图 4所示。
3. 4 � 串联变压器的优化设计步骤
串联变压器的优化, 首先根据流过电流的极性
确定采用的串联模型。根据电路频率查阅集肤深
度,用麦克斯伟方程计算电流幅值,以及根据电路需
图 3� 最优层数 m与层厚d 的关系
Fig. 3 � Relationship between the optimum number m of
winding layers and the thickness d of the winding layer
图 4� 线圈与外层绝缘结构分布
Fig. 4 � Layers construction for winding
and outer insulation
求确定占空比。用公式( 5)计算最优层厚范围。根
据分配的线包数量最终确定所采用的最优层厚离散
值以及最优层厚值。将最优层厚离散值代入公式
( 4)计算各线包最优层数值。根据所需要的总的线
圈匝数,由最优厚度、最优层数和线圈高度的关系确
定最终应该采用的线圈高度。
串联变压器的最优厚度、最优层数和线圈高度
计算方法如下:
1)确定层厚 d 的范围即 H 1 < d < H 2 , 其中,
H 1、H 2 根据公式( 5)计算得出。
2)根据所分线包的数量 l, 确定范围内的最优
层厚离散值 ∃及最优层厚值如下:
在单极性电流条件下可得:
∃= H 2 - H 1
l + 1
;
d = H 1 + ∃, H 1 + 2∃, H 1 + 3∃, %, H 1 + l∃;
dopt =
H 1 + ( l + 1) ∃
2
。
� � 在双极性电流(线包数一般设计为奇数)条件下
可得:
∃= H 2 - H 1
3 + l - 3
2
;
d = H 2 - ∃, H 2 - 2∃, %, H 2 - l + 1
2
∃, %,
�1234� May 2009 H igh � Voltage � Engineering Vol. 35 No. 5 �
H 2 - 2∃, H 2 - ∃;
dopt =
(H 2 - l∃) ( l - 1)
2l
+
H 2
l
-
l + 1
2l
∃。
� � 3)将以上最优层厚离散值代入公式( 4)计算范
围内的最优层数如下:
在单极性电流条件下可得:
m1 , m2 , %, ml ;
� � 在双极性电流条件下可得:
m1 , m2 , %, m l+ 1
2
, %, m2 , m1。
� � 4)线圈高度近似计算如下:
在单极性电流条件下可得:
h =
Nd opt
m1 + m2 + %+ m l ;
� � 在双极性电流条件下可得:
h =
Nd opt
2(m1 + m2 + %+ m l- 1
2
) + m l+ 1
2
。
4 � 试验
DC�DC 全桥逆变电源系统如图 5 所示。额定
直流电压 60 kV, 负载电流 1 A, 开关频率 20 kHz,
占空比为 0! 8。高频变压器输入电压为矩形波, 电
压幅值为 500 V。铁心材料采用超微晶合金软磁材
料,矩形结构,线圈采用韩国永昌三层绝缘导线。分
7个线包。原边匝数 7 匝, 副边匝数计算值 1050
匝,考虑设计裕量, 取 1200匝。由于是双极性开关
电源,根据电流波形特点,变压器副边两端都可能为
高压,因此,在副边两端设计高压线包, 中间设计低
压线包。由于波形的对称性, 线包 1和 7、线包 2和
6、线包 3和 5所分匝数以及层数相等。20 kHz 频
率下的集肤深度为 0! 4673 mm, 故计算层厚范围得
0! 75 mm< d< 0! 9346 mm。由此可得 dopt= 0! 8423
mm。由图 3求得一层铜箔对应的最优层厚为 0! 18
mm。当线圈高度分别取 5、10、15、20 mm 时, 最优
层数与最优厚度的关系如图 6所示。根据总的匝数
要求,线圈高度为 20 mm,根据最优层数计算步骤,
算得可选择的合理最优层厚及对应的最优层数如表
1所示。
5 � 结语
该文提出了一种大功率高压高频变压器的串联
优化模型。从双向电流波形为例,推导出了变压器
的损耗计算表达式,从而推导出线圈最优层数与最
优层厚之间的关系。用等面积算法提出了圆导线最
优层数算法,从而针对文中所提出的串联变压器模
型分析了各个模型线包的最优层数计算方法和设计
步骤。采用该优化设计, 能够在整个变压器匝数已
知的情况下,对线圈高度、线圈匝数、线圈最优层厚
图 5� 全桥 DC- DC逆变电源
Fig. 5 � Power supply with full�bridge DC�DC converter
图 6� 不同线圈高度的最优层数
Fig. 6 � Optimum number of winding layers
with different high of winding
表 1� h= 20 mm时的最优层数 m与最优层厚 dopt
Tab. 1 � Optimum number of winding layers and the optimum
thickness of winding layer when h= 20 mm
最优项 1 2 3 4 5 6 7
d/ mm 0. 8977 0. 8608 0. 8238 0. 7869 0. 8238 0. 8608 0. 8977
m 6 7 7 8 7 7 6
和最优层数进行最优合理的设计。作为对此种方法
的完善,线包数量的最优设计还有待于进一步地研
究。
参 考 文 献
[ 1] 旷建军,阮新波,任小永. 集肤和临近效应对平面磁性元件绕组
损耗影响的分析[ J ] . 中国电机工程学报, 2006, 26( 5) : 170�175.
KU ANG J ian�jun, RU AN Xin�bo, REN Xiao�yong. Analysi s of
skin and proximity efect s on w in ding loss es in planar magnet ic
components[ J] . Proceedings of the CSEE, 2006, 26( 5 ) : 170�
175.
[ 2] 王慧贞,毛赛军. 一种适用于高压输入的零电压开关双管推挽
直流变压器[ J ] . 中国电机工程学报, 2006, 26( 6) : 49�54.
WANG H ui�zh en, MAO Sai�jun. A ZVS dual sw itch pu sh�pull
DC/ DC transformer for high input vol tage applicat ions[ J] . Pro�
ceedings of the CSEE, 2006, 26( 6) : 49�54.
�1235�� 2009年 5月 高 � 电 � 压 � 技 � 术 第 35卷第 5期
[ 3] 张方华,严仰光. 变压器匝比不同的正反激组合式双向 DC�DC
变换器[ J] . 中国电机工程学报, 2005, 25( 14) : 57�61.
ZHANG Fan g�hu a, YAN Yang�gu ang. Forw ard�f lyback hybrid
BDC w ith different forward and flyb ack t rans form er turns rat io
[ J ] . Proceedings of th e CSEE, 2005, 25( 14) : 57�61.
[ 4] 胡育文,丁志刚,游志青. 变压器副边电流箝位 DC/ DC ZVS 全
桥变换器[ J] . 中国电机工程学报, 2003, 23( 12) : 153�159.
H U Yu�w en, DING Zhi� gang, YOU Zhi�qin g. A novel ZVS
full�bridge DC/ DC converter employing curren t clamping in th e
secondary side of t ransformer [ J ] . Proceedings of the C SEE,
2003, 23(12) : 153�159.
[ 5] 姚 � 刚, Mahammad Mansoor Khan,周荔丹,等. 基于变压器辅
助换流的新型 ZVS�ZCS逆变器[ J] . 中国电机工程学报, 2006,
26( 6) : 61�67.
YAO Gan g, Mahammad Man soor Khan , ZHOU Li�dan, et al.
A n ovel ZVS�ZCS inverter w ith a t ran sform er�assisted commu ta�
t ion [ J] . Proceedings of the CSEE , 2006, 26( 6) : 61�67.
[ 6] 张方华,严仰光. 高频耦合 AC�AC变压器的研究[ J] . 中国电机
工程学报, 2005, 25( 12) : 149�153.
ZHANG Fang�hua, YAN Yang�guang. Research on high� fr e�
quen cy�l inked AC�AC transformer [ J ] . Proceedings of th e
CSEE, 2005, 25( 12) : 149�153.
[ 7] Dow ell P L. Ef fect s of eddy cu rrents in t rans form er win dings
[ J] . Proceedings of the IEE, 1966, 113( 8) : 1387�1394.
[ 8] Andrey M U rling, Niemela Van A, Glen n R Sku tt , et al . Char�
acterizin g high� fr equen cy effect s in t ransformer w indings & a
guide to s everal signif icant art icles[ C] ∋Fourth Annu IEEE Ap�
plied Pow er E lectr onics Conference and Ex posit ion. Bal tim ore,
MD, U SA: IEEE, 1989: 373�385.
[ 9] Venkat raman P S. W inding eddy current losses in sw itch m ode
pow er t ransformer s du e to rectangu lar w ave curr ents[ C] ∋Pro�
ceedings of Eleven th Annual Internat ional Pow er Elect ronics
Conference. Dal las, T X, USA: [ s . n. ] , 1984: 1�11.
[ 10] C arsten B. H igh f requency con ductor loss es in sw itchm ode
m agn et ics [ J] . Pow ercon version and Intelligent Mot ion, 1986,
12( 11) : 34�40, 43�44, 46.
[ 11] Vandelac J, Ziogas P D. A novel appr oach for minimizin g high�
f requency t ransformer copper los ses [ J] . IEEE T ransact ions on
Pow er Elect ronics , 1988, 3( 3) : 266�276.
[ 12] H urley W G, Gath E, Bresl in J G. Opt imizin g th e AC resist�
ance of mult ilayer t ransformer win dings w ith arbit rary current
waveforms [ J ] . IEEE T ransact ions on Pow er Elect ronics ,
2000, 15( 2) : 369�376.
[ 13] 曾 � 光,金 � 舜,史 � 明. 高频高压变压器分布电容的分析与
处理[ J] . 电力电子技术, 2002, 36( 6) : 54�57.
ZENG Guang, JIN Shun, SH I M ing. An aly sis and disp os al of
dist ributed capacitan ce in high�f requ ency and high� vol tage
trans former[ J] . Pow er E lect ron ics, 2002, 36( 6) : 54�57.
[ 14] 张文利,彭燕昌,孙广平,等. 高压开关电源的研制[ J ] . 高电压
技术, 2002, 28( 11) : 36�37.
ZHANG Wen�li, PENG Yan�chang, SU N Guang�ping, et al .
Development of h igh voltage sw itchin g pow er su pply[ J] . High
Vol tage Engineering, 2002, 28( 11) : 36�37.
[ 15] 王瑞华. 脉冲变压器设计[ M ] . 北京:科学出版社, 1996.
[ 16] Breslin J G, Hu rley W G. Derivat ion of opt imum w indin g
thickness for duty cycle modulated cu rren t waveshapes [ C] ∋
IEEE Annual Pow er Elect ronics S pecialist s Conferen ce. St .
Louis, CA, USA: IEEE, 1997: 655�661.
ZHANG Zhou�shen g
Ph. D.
Sen ior engineer
张周胜
1969 & ,男,博士,高工
从事变电站自动化、电力设备电气绝缘在
线监测与故障诊断、大功率高压高频开关
电源的研究
电话: ( 021) 62933680
E�mail: z zsheng417@ 163. com
XIAO Deng�m ing
Ph. D. , Profess or
肖登明
1953 & ,男,博士,教授,博导
从事电力设备电气绝缘在线监测与故障
诊断的研究
陈桂文
1975 & ,男,硕士
主要从事静电除尘高频开关电源的研究
修回日期 � 2009�04�07 � 编辑 � 任 � 明
�1236� May 2009 H igh � Voltage � Engineering Vol. 35 No. 5 �