数字电视中的频域频率同步技术

数字电视中的频域频率同步技术 学术论文 数字电视中的频域频率同步技术 艾渤～葛建华 (西安电子科技大学 综合业务网国家重点实验室，陕西 西安 710071) 摘 要:提出了一种宽带数字电视地面广播(BDB-T)系统的同步解决，重点研究了频域中的 频率同步部分，通过对各种算法的仿真分析比较，给出易于实现、节省资源的频域频率同步算法 并完成了相应的 FPGA 硬件电路设计，经 BDB-T 功能样机在实际无线环境中的传输测试， 了算法及其电路的良好实际工作性能。 关键词:数字电视;编码的正交频分复用;宽带数字电 视地面广播;频率同步;现场可编程门阵 列 中图分类号:TN941.4;TN949.197 文献标识码:A 文章编号:1000-436X(2003)05-0001-07 Frequency synchronization technique in frequency domain in DTV AI Bo, GE Jian-hua (National Key Lab. of Integrated Service Networks, Xidian Univ., Xi’an 710071, China) Abstract: This paper proposes a new synchronization scheme suitable for BDB-T COFDM system. Also, it presents the frequency synchronization algorithms in frequency domain easy to be implemented through simulating and analyzing varieties of synchronization algorithms. And the respective FPGA hardware circuit through testing process in the actual wireless environment proves its good performance. Key words: digital TV; coded orthogonal frequency division multiplexing; broad-band digital broadca- sting-terrestrial; frequency synchronization; field programmable gate array 1 引言 数字电视是集数字信号及信息处理、数字通信、计算机及网络、微电子等高新技术发展 于一身的高科技产物，目前主要有:美国的 ATSC(Advaced Televison Systems Committee) 收稿日期:2002-06-20;修订日期:2003-01-17 基金项目:数字视频广播关键技术研究基金资助项目 作者简介:艾渤(1974-)，男，陕西西安人，西安电子科技大学通信工程学院博士研究生，IEEE 协会专业 会员，主要研究方向为数字通信与信息处理;葛建华(1961-)，男，江苏南通人，西安电子科技大学通信工 程学院教授、博士生导师，中国电子学会通信学会高级会员，主要从事信息处理、多媒体数字电视、HDTV 和欧洲的 DVB(Digital Video Broadcasting)两种。ATSC 标准中采用单载波调制 VSB 技 术，DVB-T 地面电视广播则采用多载波 COFDM 调制方式，比 ATSC 有更强的抗变化多径干 [1]扰的能力。我国“八五”攻关项目 85-803 与 85-04 开始数字电视关键技术的研究工作，已 设计出多个具备自主专利技术的实现方案:HDTV 总体组(TEEG)的 BDB-T 和 ADTB-T 方 案、广播科学研究院的 QAM 方案、清华大学的基于 TDS-OFDM 的 DMB-T 方案以及电子科 技大学的 OFDM 方案。 COFDM 调制在对抗信道衰落方面是一个有效的方法，但是由于收发两端本地振荡器的 不完全匹配而产生的频率偏移会破坏 OFDM 子载波的正交性。根据文献[2] ，很小的频率偏 移都会引起系统性能的严重下降，因此在实现 OFDM 系统时，必须取得几近完好的频率同步 以维持正交性。本文重点研究 COFDM 系统频域中的频率同步技术。 2 COFDM 系统的同步方案 根据 DVB-T 标准，结合 COFDM 调制方案的特点，制定出适合于宽带数字电视地面广 播 BDB-T 系统的同步解决方案，其接收系统同步部分主要包括:符号定时同步、频率同步和 采样钟同步，原理框图如图 1 所示。 配置信息 传输信令 TPS 变换后的数据流 R/C 频偏 校正 采样钟偏移估采样 估整数倍 FFT 钟偏移 频偏 符号定时同步 去均衡 相位 定时/频偏 和小数倍粗频校正 控制 偏估计 小数倍细频偏 估小数倍 细频偏 图 1 同步方案原理框图 从天线接收下来的数据经高频头变成中频模拟信号，放大后经 A/D 转换成数字信号，通 过实数/复数(R/C)变换成复信号。变换后的数据流首先在符号定时同步块得到时域信号的 同步头位置，并粗略估计出由于收发两端振荡器不匹配或移动无线信道中的多普勒效应而引 起的频率偏差，通过一定时/频偏控制单元去校正接收到的数据，同时用估计到的同步起始位 置定出 FFT 变换窗口。 数据经 FFT 解调后，首先利用取样符号间内插的连续导频(CP)做频率同步估计。估计 出整数倍子载波间隔的频偏，同时得到频域同步头位置。然后利用连续导频的相位变化信息 估计出小数倍子载波间隔的细频偏，并将这两个频偏送至定时/频偏控制单元和定时同步估计的粗频偏一起去频偏校正单元做数据频偏校正。TPS 译码单元利用取样符号间内插的 TPS 导 频信息估计出帧同步位置，并给出采样钟估计所需的符号序列号信息和其它配置信息。采样 钟同步模块利用散布导频(SP)信息计算由于定时同步估计偏差(即 FFT 窗口起始位置偏差) 引起的数据相位偏转、公共相位误差(CPE，common phase error)及 A/D 采样钟偏移，将估 计到的数值分别送至相位校正部分和晶振 VCXO (voltage control crystal oscillator)部分去校 本系统频域中的频率同步在估整数倍频偏和估小数倍细频偏模块中完成。3 频域中的频率同步算法及仿真 实际系统中的频率偏移通常分为两部分:整数倍和小数倍子载波间隔频偏，小数倍频偏 又进一步分为小数倍粗频偏和小数倍细频偏。小数倍粗频偏是在时域上利用数据的保护间隔 带来的冗余度估计的;整数倍频偏和小数倍细频偏则利用数据内插导频信息在频域完成估计， 本文只讨论有关频域中的频率同步问题。 3.1 整数倍频率同步 一般来说，整数倍频率同步的作用就是估计频偏的整数倍子载波间隔部分，将最初的几 [3]十倍子载波间隔频偏降低至不到子载波间隔的一半。这里重点讨论三种方法。第一、第二 种算法都是基于频域最大似然估计理论，如式(1)，利用发送端已知导频信号和 FFT 输出的频域数据做移动相关运算来估计频偏。第三种算法，如式(3)称为保护带功率检测算法，它 通过检测保护带内信号功率的大小来估计频率同步:首先设定一个移动窗，然后判断数据信 号是否在窗口内，若不在移动窗内，则窗口内部分的功率就只包括噪声，当窗口内功率达到 最小时，移动窗的移动值就等于由于频偏引起的信号谱的移动值。 L (1) ˆe maxZ X c l,k l, k s k 1 L (2) c l 1 ,k l, k s Z Z X Xl,k l 1,k s ˆ e max k 1 K 1 K i min max 2 2 ˆe min Z(3) Z l, k sl ,k sc 1 k K max k K i min ˆ其中，e是整数倍频偏的估计值;L 是连续导频的个数;为 FFT 输出的第 l 个符号的第 k Z c l , k 个复数值; X 是第 l 个符号的第 k 个连续导频，它被调制到所有符号的第 k 个子载波上;s l,k 是移动窗口值，式(3)中的i 为移动窗口大小的 1/2;K 和 K分别是用来传送数据子载 max min 波标号的最大、最小值。 3.2 小数倍细频率同步 当相对频偏的小数部分接近子载波间隔的一半时，整数倍频率同步算法就不能准确地判 断估计了，这时就要进行小数倍频率同步估计。由于在时域上所做的小数倍粗频偏估计的校 正算法精度问题，使得小数倍频偏仍有剩余，不能满足同步精度的要求，这就需要在频域上 作进一步的估计，即小数倍细频偏估计。这里也考虑三种同步算法，公式如下: L 1 ˆ (4) f l , N k e Im Z Z l, k L k 1 L l, N k Z Im Zl , k 1 1 ˆe tan 1 (5) k f L 2 T l l, N k ReZ Z , k 1 k L 1 l 1,k Im Z Z l,k 1 ˆ 1 tan(6) e k 0 f L 1 2 T l 1,k ReZ Z l,k k 0 第一、第二种算法称作保护间隔(GIB)算法，利用一个 OFDM 符号的循环前缀(保护间隔) 的多余度来估计频偏，如式(4)和式(5);第三种算法称作最大似然(MLB)算法，它是 利用两个连续符号对应导频点的相位差估计频偏，如式(6)。其中，T 是一个 OFDM 符号的 周期;N 为一个 OFDM 符号的子载波数目;Re 和 Im 分别是取复数的实、虚部;Z 是数据内 插导频点(本系统采用连续导频 CP);L 是用来估计频偏的采样点数目，对于前两种算法，L 是保护间隔的长度;对于第三种算法，L 是连续导频的数目。两种 GIB 算法都是在接收端 FFT 部分之前进行，而 MLB 算法是在 FFT 之后即频域部分完成。 [4] 从系统的压控振荡器 VCO 输出考虑，其稳态频率抖动 N B T 2 0 L o (7) 6fT 2 K d 其中， N是 AWGN 的单边功率谱密度， BT 是归一化的 PLL 环路带宽， K 是频率检测器 0 L d 1 2 1 的增益。GIB 算法的频率抖动是 L 和 PLL 带宽的减函数，即:o aL B T ，MLB 算 6fT L 1 2 1 20dB 、L=10 的时 。其中的a 、 þ 是适当的常数。当 S 法的频率抖动o þL SSNR 6fT SNR 候，MLB 算法比 GIB 算法的抖动性大约低 5dB，这意味着在 AWGN 信道中，GIB 算法比 MLB 算法更敏感。考虑到系统性能及硬件复杂度，在该系统中选择 MLB 算法在 FFT 后对剩 余的小数倍频偏进行细估计。 4 仿真与结果分析 4.1 整数倍频偏估计仿真 [5] 下面将通过仿真分析找出适合于本系统且易于实现的整数倍频率同步估计算法，如图 2。仿真参数设置如下:一个 OFDM 符号由 N=2048 个子载波组成;每个 OFDM 符号内有 45个连续导频，导频插入位置见文献[6] ;频偏设定为 10.7 倍的子载波间隔;信噪比 SNR 为 15dB; 预置的估计范围 P=60;第三种算法的移动窗口值置为 40。 4 ×103500 2.6 3000 2.4 2500 2.2 2000 3000 2.0 1500 1.8 1.6 2500 1000 1.4 500 1.2 1.0 0 2000 0 10 20 30 40 50 60 0 10 20 30 40 50 60 0 10 20 30 40 50 60 采样点采样点采样点 图 2 三种整数倍频率同步估计算法仿真 从图 2 可看出:三种方法都可较好地估计出整数倍频偏，第一、第二种方法估计出的最 高峰与其它最高峰之比要比第三种方法大，使最清晰峰的模糊度减小，从而误估计小、效果 更好。为了进一步比较分析，再给出三种算法相关估计正确位置值(如果估计正确，此位置 就在最高峰)与此峰值外的最高峰比值随信噪比变化的曲线，如图 3 所示。 由图 3 可看出:第一、第二种算法的估 计性能受信噪比影响较小;而第三种算法受 信噪比影响较大，当信噪比较低的时候，其 相对性能较差;信噪比高的时候，其估计效 果比较好。尽管在现代电视业务中的较低信 道内干扰、邻近信道干扰和高信噪比情况 下，第三种方法，即保护带功率检测算法显 示出比前两种算法更好的效果，但它在低信 噪比情况下性能差，且实现不易，所以在本 文所提出的同步系统中，为适应不同信噪比 图 3 三种算法峰值比随信噪比变化曲线图 的工作环境，同时也考虑到结构实现的难易 程度，采用第二种估计，即基于频域最大似然理论的算法。增加导频点的数目可使该估计方 法的精确度进一步提高。 4.2 小数倍细频偏估计仿真 鉴于上面的有关讨论，此处只对 MLB 算法作仿真分析，如图 4。 图 4 给出了在 AWGN、瑞利多径衰落信道情况下 MLB 算法估计随信噪比变化的关系， 图中分别给出相对频偏(相对于子载波间隔)a=0、a=0.02 和 a=0.2 时频偏估计误差绝对值在 1.3%范围内的概率曲线。从图中可看出: 即使在 SNR=0dB 时，MLB 算法也能较好 地估计出小数倍频偏，从而将粗频偏估计 校正并经过 FFT 后的小数倍频偏估计出 来。在 SNR 大于 10dB 时，MLB 算法估计 出的相对频偏几乎都在 1.3%范围内，很好 地避免了载波间干扰(ICI)。另外，通过 仿真图还注意到:多径信道对此算法估计 性能影响不大，即该算法在多径衰落信道 图 4 MLB 算法频偏估计误差在 1.3%内的概率随 SNR 变化曲线 条件下也能很好地工作。 MLB 算法利用数据内插导频的相位变化信息进行小数倍细频偏的估计，考虑到对采样钟 偏移的敏感性和算法实现的复杂度，采用连续导频做估计，其分布不是等间隔的。在电路实 现时应注意，GIB 算法用一个 OFDM 符号估计频偏，然后在下一个符号进行校正;而 MLB 算法用两个 OFDM 符号估计，在第三个符号内校正。 5 频域中的频率同步电路实现 在设计的同步解决方案中，整数倍相对频偏、小数倍相对细频偏及采样钟偏移的估计和 [7]校正工作都在 FFT 后用一片 100 万门的 FPGA 芯片完成。 5.1 FFT 后的同步电路 图 5 是 FFT 后的同步总体电路框图。 接收数据经 FFT 解调后成为 16bit 的频域复数据，分别送到整数倍频偏估计、采样钟偏 移估计和小数倍细频偏估计单元。受芯片中资源和电路复杂度的限制，只取数据的高 8bit 做 整数倍频偏估计，实际仿真及电路证实其估计精确度仍然较高。整数倍频偏估计出数据的整数倍相对频偏，同时得到载波同步位置脉冲，一路送到 CPE 校正单元，延时对齐后给出均衡 部分载波同步脉冲;另一路送到采样钟偏移估计单元，估计后给出采样钟的偏移量和 FFT 前 符号定时同步估计的偏差，反馈回前面的 FPGA 芯片;同时将估计到的采样钟偏移和 CPE(公 共相位误差)值送到 CPE 校正单元去校正;小数倍细频偏估计单元给出小数倍的相对细频偏 并反馈回 FFT 前的 FPGA 芯片。 FFT 后 16bit 复数据 16bit 复数据 CPE 校正 去均衡 载波同步位置 高 8bit 整数倍 去时域 并串变换/ 复数据 频偏估计 整数倍频偏 同步部分 采样钟偏移和符号精定时采样钟 偏移估计 符号序列 号 小数倍细频偏 小数倍细 频偏估计 图 5 频率同步和采样钟同步电路关系图 5.2 频域中的频率同步电路 电路框图如图 6 所示。 该部分电路的主要作用是:估计数据的整数倍频偏和小数倍细频 偏并给出载波同步位置 脉冲，只有知道载波起始位置才能找到各导频(SP、CP、TPS)的位置，从而做各种估计和 分析，这里用数据内插的连续导频 CP 的相位信息估计。值得注意的是:小数倍频偏是在整 数倍频偏已经估计出来并在 FFT 前的数字频偏校正部分校正好后才能正确地估计出来。 高 8bit FFT 后 16bit 复数据 前后符号 复数据整数倍频偏载波起始最大相关 提取 载波记数 CP 判 CP 点相关断 位置脉冲 位置 CP 冲 脉数据起始 FIFO 位置脉冲 读写控制 计 前后符号 算 小数倍细频偏 提取 CP CP 相位 CP 点相关 图 6 频域中频率同步的电路实现框图 工作简述如下:FFT 单元送出 16bit 复数据和数据起始位置脉冲(不管是否正确)， 兼顾系统资源和精确度，取数据高 8bit。FIFO 读写控制单元首先确定整数倍频偏判断范围为 40 个载波，为缩短估计时间，同时考虑到有效性，将输入数据分成 8 路同时计算，给出 8 路 CP 位置脉冲去控制数据内导频的提取;提取导频单元根据读写控制单元给出的 CP 位置脉 冲对内部 FIFO 做读写控制,只存取假定导频点的数据;经过控制的 CP 点数据再与下一 OFDM 符号的 CP 点数据做相关，得到 45 个 CP 点相关值的累加和，然后将同时得到的 8 路相关值 送入最大相关判断单元，比较后得到一个最大的相关值，同时记录此值所对应的位置，如此 经过 10 个符号的计算和比较得到一个最大值(共 80 个数值)，其对应位置就是整数倍频偏。 通过计算处理延时和估出的整数倍频偏，载波记数单元给出载波起始位置脉冲，其余部分根据这个同步脉冲进行各项工作。对于小数倍细频偏:FIFO 读写控制单元在载波已经完全同步 后给出确定的 CP 位置脉冲;控制提取 CP 单元内的 FIFO，使之只存取 CP 导频点的数据; 然后用这些导频数据与下一个 OFDM 符号的对应导频数据相乘，计算所得相位值经处理后即 得小数倍细频偏。 6 结束语 本文以 BDB-T 方案为基础，在充分研究国内外各种多载波同步算法的基础上，提出一套 适用于 BDB-T、COFDM 传输系统的数字电视接收机同步解决方案，并用 FPGA 加以电路实 现。在该方案中，同步主要包括三方面内容:符号定时恢复、频率同步和采样钟校正，文章 重点研究了频域中的频率同步部分即，整数倍频率同步和小数倍细频率同步。兼顾到电路实 现复杂度和系统性能，设计出充分利用连续导频信息进行频域频率同步的 FPGA 实现方法， TM 并利用 Altera 公司生产的 APEX20 系列芯片完成了硬件电路，该电路经所设计的 BDB-T 功能样机在室内信道模拟测试及北京实验区开路测试证明了所给算法的可行性和有效性。 参考文献: [1] 北京:电子工业出版社，2002. 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