电源稳定性分析

目 录 11. A产品和B产品的电源差异 12. 为什么瓷片电容会导致电源振荡 43. 为什么同样容值的瓷片电容相移比钽电容大 44. 为什么电容的ESR会影响相移 55. 结论 1. A产品和B产品的电源差异 在最近的样机测试中，发现A产品的电源不稳定出现了振荡现象，设置电源输出3.3V，测试波形如图1.1a所示，振荡幅值有100mV，而B产品的电源不会振荡如图1.1b所示。 图1.1 电源波形 比较A产品和B产品，发现前者电源的滤波电容为0.6uF的瓷片电容，后者的滤波电容为10uF的钽电容，将A产品的滤波电容换成10uF的瓷片电容，输出电源仍然会有振荡波形，而将A产品的滤波电容换成10uF的钽电容，输出波形变稳定了，将B产品的换成10uF瓷片电容，输出也出现振荡波形了，所以可以推断编程电源振荡是由于电源滤波选用了瓷片电容引起的。 2. 为什么瓷片电容会导致电源振荡 图2.1 电源原理图 电源原理图如图2.1所示，LM317的调整端ADJ和输出端OUT保持1.25V的压差，改变ADJ电压就可以调整输出电压，其中C1为滤波电容，R1提供一定的负载电流保证LM317在空载时也能正常工作，为了提高电源的调整速度和电压稳定度， 将LM317串入运放MC34072的反馈回路构成负反馈系统，根据运放的虚短虚断容易计算得LM317输出电压VDD为(R3+R4)*Vin/R4，由于MC34072并非轨到轨运放，加入电阻R2吸收一部分电流使运放可以输出尽量低的电压，如果没有输出低压的要求，R2可以去掉。 如图2.2所示为电源的环路增益示意图，其中β为反馈系数，由LM317和C1等一起构成，所以C1不仅起到滤波作用还会影响系统的反馈系数，A为运放的开环增益。可以利用稳定性判据来系统是否会振荡，判据如下： 如果系统在某一频率的环路增益A*β的幅度大1并且同时环路增益的相移超过了180度或-180度，则系统不稳定，如果上述两个条件不同时成立则系统稳定。​[1] 因此可以通过测量环路增益A*β的幅频特性和相频特性来判断系统是否稳定，可以先在相频特性曲线里找到A*β相移为180度或-180度的频率f，然后对应到幅频特性曲线里查看该f处的幅度是否大于1，或者可以在幅频特性曲线里找到A*β幅度为1的频率f，然后对应到相频特性里查看该f处的相移是否超过了180度或-180度，以上两种都可以很方便的判断系统是否稳定。 图2.2 电源环路增益示意图 图2.3 MC34072开环增益A的幅频和相频特性曲线 MC34072的开环增益A非常大，有100dB，超过了的网络分析仪E5071的最大动态范围81dB，所以这里A的相频特性和幅频特性直接采用数据手册给出的参数如图2.3所示。 断开运放的输出如图2.4所示，利用网络分析仪E5071在LM317的调整端ADJ加入激励（-20dbm），测试输出端OUT可以得到反馈系数β的相频特性和幅频特性曲线，分别得到A和β的相频特性和幅频特性后，可以利用Φ(A*β) =Φ(A) +Φ(β)和20lg(A*β) = 20lgA + 20lgβ计算得到A*β的相频和幅频特性。 图2.4 β测试电路 将C1换成10uF的瓷片电容，使用E5071测试β的相频和幅频特性曲线如图2.5所示，频率范围从9KHz到1MHz，从图中可以看出β从9KHz到100KHz的范围内相移从0度变到了-120度，而从图2.3开环增益A的相频特性可得A从1KHz到1MHz内其相移基本都为-90度，因此在9KHz到100KHz内必然存在一频率使得环路增益A*β达到-180度，同时从A和β的幅频特性可以得到9KHz到100KHz内A*β的幅度都是大于1的，依据稳定性判据，系统不稳定。 图2.5 换用瓷片电容的β幅频（上图）和相频（下图）特性(100KHz/div) 将C1换成10uF的钽电容，测试β的幅频和相频特性曲线如图2.6所示，从9KHz到1MHz内最大相移只有-56度，再加上开环增益A从9KHz到1MHz内的最大相移-90度，环路增益A*β相移不会超过-180度，根据A和β的幅频特性可以估算出频率在150KHz处A*β的幅度为1，对应A*β的相移为-160度，没有超过-180度，所以系统稳定。 图2.6 换用钽电容的β幅频（上图）和相频（下图）特性(100KHz/div) 从上述比较可得，同一频率段内瓷片电容比钽电容的相移要大很多，导致系统不稳定出现振荡波形。 注：[1]稳定性判据摘自《OP放大电路》P52。 3. 为什么同样容值的瓷片电容相移比钽电容大 图3.1 电容等效示意图 图3.2 验证ESR对β影响的测试电路 电容的等效模型如图3.1所示，除了电容C之外还有ESR等效串联电阻和ESL等效串联电感，其中ESL主要受器件封装大小的影响，这里使用的瓷片电容和钽电容封装都是1206，所以可以基本排除ESL的差异，ESR主要受电容结构和工艺的影响，瓷片电容的ESR一般都非常小只有几十毫欧，而钽电容则会有几百毫欧到几欧。 为了验证ESR是否会影响相移，在10uF的瓷片电容上再串联一个1欧姆的电阻R3，测试电路如图3.2所示，测试β的幅频和相频特性如图3.3所示。 图3.3 瓷片电容串接电阻的β幅频（上图）和相频（下图）特性(100KHz/div) 从上图可以看出β的相移比没有加电阻前小了很多，根据β和A的幅频特性可以估算出在500KHz处A*β的幅度为1，对应A*β的相移为-135度，没有超过-180度，所以系统稳定，因此可以推断由于瓷片电容的ESR比钽电容小，使得相移增加导致电源振荡。 4. 为什么电容的ESR会影响相移 LM317电源内部结构如图4.1a所示，其内部也有一个负反馈系统保证输出电压的稳定，上文所测试的系统反馈系数β实际上就是LM317的闭环增益，由于只定性的分析其相移特性，可以将电路简化为图4.1b和图4.1c所示，其中R1为电源的输出电阻，R2为电容的ESR，C1为滤波电容。 图4.1 LM317内部结构以及简化示意图 假设图4.1b和图4.1c中的运放为理想运放，可以计算出没有ESR的图4.1b电路的闭环增益为： (1) 计算有ESR的图4.1c电路的闭环增益为： (2) 分析表达式(1)，其只存在一个极点(f = 1/2пR1C1)，相位会一直从0度变化到-90度，表达式(2)中多了一个零点(f = 1/2пR2C1)，相位会先下降，当到零点f处附近相位会再上升，因此其最大相移肯定小于表达式(1)[2]。 图4.2 仿真相移特性 使用Multisim仿真图4.1b和图4.1c的相移特性如图4.2a和图4.2b所示，其中R1取1欧姆，R2为1欧姆，C1为1uF，从图中可以看出仿真结果和上述表达式分析相符。 从上述分析可得，电容的ESR给系统增加了一个零点，减少了系统的相移，从表达式(2)可以看出如果R2越大（ESR越大），零点频率会越小，则相位会提前上升，最大相移会更小，这也最终解释了同样容值的钽电容相移比瓷片电容小的原因。 注：[2] 关于极点和零点的详细特性可以参考《OP放大电路设计》P53~P58。 图5.1 去掉反馈回路的电源电路 5. 结论 综上所述，电源不稳定是由于滤波电容选用了瓷片电容，增加了环路增益A*β的相移，使得系统没有满足稳定性判据，如果要改善A产品的电源，最简单的方法就是将瓷片电容换成钽电容，如果对电源上电速度没有要求，也可以断开系统的负反馈回路，变成如图5.1所示的电路，由于LM317和运放不构成反馈了，系统失去了自激振荡的条件，所以电源肯定也稳定了。 电源稳定性分析 Technic(a)l Note 技术笔记 广州致远电子有限公司 类别� 内容� � 关键词� 稳定性判据、ESR� � 摘 要� 分析了编程器电源不稳定的原因及解决方案� � TN01010101 V1.00 D(a)te:2010/08/13 PAGE _1344263194.vsd _1344338616.vsd � _1344343557.unknown _1344345979.vsd _1344348527.vsd _1344343697.unknown _1344342963.vsd _1344325759.vsd _1344338582.vsd � _1344268301.vsd _1344240621.vsd _1344255589.vsd β _1344236962.vsd