二极管箝位型三电平逆变器控制系统研究

第 25卷 第 15期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.25 No.15 Aug. 2005 2005年 8月 Proceedings of the CSEE ©2005 Chin.Soc.for Elec.Eng. 文章编号：0258-8013 (2005) 15-0033-07 中图分类号：TM46 文献标识码：A 学科分类号：470×40 二极管箝位型三电平逆变器控制系统研究 林 磊，邹云屏，钟和清，邹旭东，丁 凯 (华中科技大学电气与电子工程学院，湖北省 武汉市 430074) STUDY OF CONTROL SYSTEM OF DIODE-CLAMPED THREE-LEVEL INVERTER LIN Lei, ZOU Yun-ping, ZHONG He-qing, ZOU Xu-dong, DING Kai (Huazhong University of Science and Technology, Wuhan 430074, Hubei Province, China) ABSTRACT: The paper mainly focuses on the control system of diode-clamped three-level inverter. To control the output waveform, the mathematic model of three-level inverter is set up. The output voltage instantaneous value control system is employed to obtain high quality output waveform. Neutral-point balancing problem is an inherent problem in three-level inverter. A detailed discussion of neutral-point balancing problem is presented. And then, a neutral-point balancing control method, which is based on the detection of each phase leg current’s and neutral point ripple’s direction, is proposed in this paper. The experimental results verify the correctness and feasibility of the proposed control scheme. KEY S: Power electronics; Diode-clamped three-level inverter; Mathematic model; Instantaneous value control system; Neutral-point balancing control method 摘要：该文对二极管箝位型三电平逆变器的控制系统进行研 究。为了对输出电压的波形进行控制，该文建立了三电平逆 变器的数学模型，使用输出电压瞬时值控制系统来获得高质 量的输出电压波形。中点平衡问是三电平逆变器的一个固 有问题，该文对此进行了深入探讨，并提出了一种基于各相 桥臂输出电流方向和中点波动方向检测的中点平衡控制方 法。实验结果验证了控制的正确性和可行性。 关键词：电力电子；二极管箝位型三电平逆变器； 数学模 型； 瞬时值控制系统； 中点平衡控制方法 1 引言 近年来，随着工业领域对大容量功率变换装置 的要求日益增加，多电平逆变器受到越来越多的关 注，并开始得到广泛的研究和应用[1]。多电平逆变 基金项目：国家自然科学基金项目(50277017)。 Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50277017). 器自 20世纪 80年代发展至今[2]，已经在拓扑结构 上出现了多个分支。多电平逆变器的基本拓扑结构 可以分为三类[3]：二极管箝位型多电平逆变器；飞 跃电容型多电平逆变器和级联多电平逆变器。 与其他两种多电平拓扑结构相比，二极管箝位 型多电平逆变器由于结构简单，控制容易实现，已 经逐渐成为多电平逆变器的主流[4]。本文针对二极 管箝位型三电平逆变器进行研究，这也是高压大功 率场合中应用最广泛的一种。一般的，二极管箝位 型三相三电平逆变器可以简称为三电平逆变器。 本文该拓扑结构作为研究对象。推导了三电平 逆变器的数学模型，对逆变器的 d轴和 q轴分量进 行瞬时值 PI 控制，实现对输出电压基波扰动的抑 制。通过空间矢量 PWM调制（SVPWM）[5]和坐标 变换[6]的方法，将三电平逆变器各电压矢量对中点 电位的影响量化。在此基础上，提出一种基于每相 桥臂输出电流方向和中点纹波方向检测的中点平衡 控制方法。并进行实验，验证瞬时值控制和中点电 位控制方法的可行性。 2 三电平逆变器 图 1所示为三电平逆变器的原理图。可以用开 关变量 Sa、Sb、和 Sc分别示三电平逆变器各桥臂 的开关状态。以 A相为例，开关变量如表 1所示。 表中 Sa1~Sa4的 1 和 0 分别对应于 A 相各开关器件 的开通和关断。 同理，可以得到三相桥臂输出电压的表达式 AO a BO b CO c 1 2 D u S u S U u S é ù é ù ê ú ê ú= ×ê ú ê ú ê ú ê úë û ë û (1) 定义三电平逆变器的开关状态为（Sa Sb Sc）。 PDF 文件使用 "pdfFactory Pro" 试用版本创建 www.fineprint.com.cn 34 中 国 电 机 工 程 学 报 第 25卷 图 1 三电平逆变器原理图 Fig. 1 Schematic of three-level inverter 则三电平逆变器共有 27 个开关状态，分别对应着 19 个空间电压矢量。根据这 19 个电压矢量在坐标 平面的位置，可以画出逆变器空间矢量图，如图 2 所示。整个坐标平面被分为 24个扇区，其中每四个 扇区组成一个区间，共 6个区间。图 2中的矢量根 据长短可以分为 4类：零矢量 V0；小矢量 V1-V6； 中矢量 V7-V12和大矢量 V13-V18。其中零矢量和小矢 量分别对应有 2个和 1个冗余开关状态。 表 1 A相开关变量表 Tab. 1 Switching variables of phase A Uao Sa1 Sa2 Sa3 Sa4 Sa +UD/2 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 -UD/2 0 0 1 1 -1 II III IV VI I V A B C V14 V13 V18 1-1-1 1-11 V110-11 V17 -1-11 V10 -101 V16 -111 V9 -110 V15 -11-1 V8 01-1 V7 10-1 V12 -101 D23 D22 D21 D20 D19 D10 D18 D4 D5 D6 D1 D2 D3 D9 D17 D16 D8 D15 D14 D7 D13 D24 D12 V0 V* D11 101 0-10 001 -1-10 011 -100 111 000 -1-1-1 100 0-1-1 110 00-1 010 -10-1 V1 q V3 V2 V4 V5 V6 11-1 图 2 三电平逆变器空间矢量图 Fig. 2 Space vector diagram of three-level inverter 定义三电平逆变器空间电压矢量的调制比为 /(2 / 3)Dm U= V * (2) 式中 │V *│为三电平逆变器旋转电压矢量 V *的模 长；2UD/3为大电压矢量的模长。 三电平SVPWM调制方法可以根据调制比m和 旋转电压矢量在坐标平面的角度 θ，判断出旋转矢 量是位于哪个扇区，从而选择与旋转电压矢量最近 的三个电压矢量合成旋转电压矢量[5]。 3 三电平逆变器数学模型及输出电压瞬时值 控制系统 3.1 三电平逆变器数学模型 如图 1所示，三电平逆变器是由直流电源、三 相三电平逆变桥、三相 LC滤波器及三相负载组成。 滤波电感为 L，滤波电容为 C，R0代表电感损耗、 线路阻抗及开关管开通与关断损耗等的总效应。各 电压、电流的参考方向定义如图 1所示。 把负载电流处理为扰动输入，取电感电流、电 容电压为状态变量，可以得到三相滤波器的状态方 程。将式(1)代入滤波器的状态方程并省略繁琐的公 式推导，可以得到 ABC静止坐标系下的三电平逆变 器数学模型 = × + ×X A X B e (3) 式中 Tab bc ca a b c[ ]u u u i i i=X Ta b c oa ob oc[ ]S S S I I I=e 0 0 0 0 0 0 1/ 3 1/ 3 0 0 0 0 0 1/ 3 1/ 3 0 0 0 1/ 3 0 1/ 3 1/ 3 0 1/ 3 / 0 0 1/ 3 1/ 3 0 0 / 0 0 1/ 3 1/ 3 0 0 / C C C C C C L L R L L L R L L L R L - - - = - - - - - - é ù ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê úë û A 0 0 0 1/ 3 1/ 3 0 0 0 0 0 1/ 3 1/ 3 0 0 0 1/ 3 0 1/ 3 / 3 / 6 / 6 0 0 0 / 6 / 3 / 6 0 0 0 / 6 / 6 / 3 0 0 0 d d d d d d d d d C C C C C C U L U L U L U L U L U L U L U L U L -é ù ê ú-ê ú ê ú- = ê ú - -ê ú ê ú- - ê ú - -ê úë û B 通过坐标变换[6]，可以得到 dq同步旋转坐标系 C1 C2 + + UD O Sa1 D1 Sa2 D2 Sa3 D3 Sa4 D4 D5 D6 uAO uBO B A C uCO ia ib ic Ro Ro Ro L L L uab ubc C C C uca a b c Ioa Iob Ioc 三 相 负 载 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · PDF 文件使用 "pdfFactory Pro" 试用版本创建 www.fineprint.com.cn 第 15期 林 磊等： 二极管箝位型三电平逆变器控制系统研究 35 下的三电平逆变器数学模型 0 0 0 1/ 3 0 0 0 1/3 1/ 0 / 0 1/ / od od oq oq d d q q u uC u uC i iL R L i iL R L w w w w é ù é ùé ù ê ú ê úê ú-ê ú ê úê ú= + ê ú ê úê - - ú ê ú ê úê ú- - -ë ûë û ë û     0 0 1/ 3 0 0 0 0 1/ 3 / 2 0 0 0 0 / 2 0 0 d q odD oqD SC SC IU L IU L - é ùé ù ê úê ú- ê úê ú ê úê ú ê úê ú ë û ë û (4) 式中 [uod uoq]T=T3S/2d·[uoa uob uoc]T等，其中， T3S/2d是 ABC静止坐标系到 dq同步旋转坐标系的坐 标变换矩阵。 3.2 三电平逆变器输出电压瞬时值控制系统 本文采用基于同步旋转坐标系的瞬时值控制 方法[7]。控制系统框图如图 3 虚框内所示。三相对 称正弦量经坐标变换后，得到两个直流量 udf和 uqf， PI 调节器可以实现对恒定直流指令无静差的快速 跟踪，从而达到抑制基波扰动的目的[8]。 三电平 逆变器 LC 滤波器 负载 3S/2d 坐标变换 PI调节器 PI调节器 极 坐 标 变 换 空间 矢量 算法 矢量计数 + + + - DU - - dfu qfu * refu 0 de qe dku qku m q tw tw au bu cu uref * ua ub uc 图 3 三电平逆变器瞬时值控制系统框图 Fig. 3 Block Diagram of three-level inverter instantaneous value control system 4 中点平衡控制方法 4.1 开关状态对中点电位的影响 中点不平衡可以分为两类：一是中点电位的波 动；二是中点电位的偏移。中点的波动会恶化输出 波形质量，增加了输出电压中的低次谐波，尤其是 偶次谐波；而中点的偏移更为恶劣，有可能损坏直 流侧电容及开关器件[9]。为了便于分析，假设中点 电位平衡，输出电压、电流都为理想的正弦。 建立三电平变换器的等效电路图，如图 4所示。 从图 4可以看出，电容中点电位不平衡是由中点电 流 iNP和直流滤波电容 CD的大小所决定的，中点电 位的波动 ΔVNP的变化率可以表示为 2 NP NP D iV C D = (5) 使用等效电路图对三电平逆变器各种开关状态 进行分析，可以得到以下结论： （1）零矢量和大矢量对中点电流 iNP无影响； （2）小矢量所对应的两种冗余开关状态对中点 电流 iNP 的影响是相反的，可根据其引入的中点电 流的符号，分为正开关状态和负开关状态； （3）中矢量所对应的开关状态对中点电流 iNP 有影响，而且它对于中点电流而言是不控量。 因此，在分析中点平衡问题的时候，只需要分 析小矢量和中矢量所对应的开关状态。将小矢量和 中矢量对中点电流的影响归纳如表 2所示。 图 4 三电平逆变器等效电路图 Fig. 4 The equivalent circuit of three-level inverter 表 2 不同开关状态对应的中点电流 iNP Tab. 2 NP current iNP for different switching states 小矢量 (正开关状态) iNP 小矢量 （负开关状态） iNP 中矢量 iNP 0-1-1 ia 00-1 -ic 10-1 ib -10-1 ib -100 -ia 01-1 ia -1-10 ic 0-10 -ib -110 ic 110 ic 100 -ia -101 ib 011 ia 010 -ib 0-11 ia 101 ib 001 -ic 1-10 ic 4.2 中点电流调制 借助 SVPWM算法对中点电流进行分析[10]。由 于 SVPWM坐标平面的各区间具有对称性[5]，因此 只需分析一个区间即可。图 5所示为空间矢量落入 第一区间内的情况。 分别定义大矢量、中矢量、V1对应的小矢量和 V2对应的小矢量为 VL、VM、VS0和 VS1，它作用时 间的占空分别比为 dL、dM、dS0和 dS1。再定义小矢 量中点电流调制比 mS0 [∈ -1,1]。 则，VS0正开关状态作用时间占空比为 0 _ 0 0(1 ) 2S pos S Sd m d= + × (6) 而 VS0负开关状态作用时间的占空比则为 0 _ 0 0(1 ) 2S neg S Sd m d= - × (7) 当旋转矢量 V*落入 D13扇区时，中点电流为 b 0 _ a 0 _ aNP M S pos S negi d i d i d i= × + × - × = b 0 0 aM S Sd i m d i× + × × (8) 1 -1 UD CD CD 0 iNP Sa Sb Sc ic ib ia · · · · · · · · · · · · · · · · · 1 -1 0 1 -1 0 1 -1 0 + + PDF 文件使用 "pdfFactory Pro" 试用版本创建 www.fineprint.com.cn 36 中 国 电 机 工 程 学 报 第 25卷 同理，当旋转矢量 V*落入 D7扇区时，引入小 矢量中点电流调制比 mS1，则此时的中点电流为 b 0 0 a 1 1 c( )NP M S S S Si d i m d i m d i= × + × × + × × (9) 当旋转矢量 V*落入 D14扇区时的中点电流为 b 1 1 cNP M S Si d i m d i= × + × × (10) 当旋转矢量 V*落入 D1扇区时的中点电流为 0 0 a 1 1 cNP S S S Si m d i m d i= × × + × × (11) 显然，当旋转矢量 V*落入 D1扇区时，中点电 流是受两个小矢量影响，而小矢量的两个冗余开关 状态对中点电流的影响相反，因此，此时的中点电 流控制效果最好。 下面分析其它扇区的情况。当系统稳定时，旋 转矢量 V*是以固定的幅值和角速度在空间旋转的。 这样，在一个基波周期内（0°≤ θ <360°），dS0、dS1、 dM 和 dL 都是随时间变化的周期函数。它们的波形 与调制比 m有关，图 6给出了 m＝0.8时的情况。 VLV1411-1 V7VM 10-1 V13VL 1-1-1 V1VS0 0-1-1 V0 111 000 -1-1-1 V2VS1 100 00-1 100 D13 D1 D14 q V* D7 图 5 第 1区间空间矢量图 Fig. 5 Space vector diagram of no. 1 sector 0 100 200 300 q/(°) 0 100 200 300 q/(°) 0 100 200 300 q/(°) 0 100 200 300 q/(°) (a) dS0 (b) dS1 (c) dM (d) dL 0 0.4 0.8 d 0 0.4 0.8 d 0 0.4 0.8 d 0 0.4 0.8 d 图 6 m＝0.8时， dS0、dS1、dM和 dL的波形 Fig. 6 Waveforms of dS0, dS1, dM and dL with m＝0.8 需要特别注意，图 6中的波形在不同的区间所 对应的开关状态以及引入的中点电流是不同的。因 此，为了准确的表示出一个基波周期内，中矢量和 小矢量对中点电流的影响，有必要引入电流开关函 数，如表 3、4、5所示。 表 3 中矢量的电流开关函数 Tab. 3 Current switching function for medium vectors 电流开关函数 θ/(°) 开关状态 Ma Mb Mc iNP 0~60 10-1 0 1 0 ib 60~120 01-1 1 0 0 ia 120~180 -110 0 0 1 ic 180~240 -101 0 1 0 ib 240~300 0-11 1 0 0 ia 300~360 1-10 0 0 1 ic 表 4 S0系列小矢量的电流开关函数 Tab. 4 Current switching function for S0 small vectors 电流开关函数 θ/(°) 开关状态 S0a S0b S0c iNP 300~60 0-1-1/100 1 0 0 ±ia 60~180 -10-1/010 0 1 0 ±ib 180~300 -1-10/001 0 0 1 ±ic 表 5 S1系列小矢量的电流开关函数 Tab. 5 Current switching function for S1 small vectors 电流开关函数 θ/(°) 开关状态 S1a S1b S1c iNP 0~120 110/00-1 1 0 0 ±ic 120~240 011/-100 0 1 0 ±ia 240~360 101/0-10 0 0 1 ±ib 这样，中矢量引入的中点电流可以表示成 [ ] a _ mediu_vector a b c b c NP M i d M M M i i é ù ê ú= × × ê ú ê úë û i (12) 小矢量对中点电流的影响可以表示为 [ ] 0_ small_vector 0 1 1 0 0 S NP S S S d m m d é ù= × ×ê úë û i 0a 0b 0c T a b c 1a 1b 1c S S S [ ] S S S i i ié ù ×ê úë û (13) 综合式(12)和(13)，中点电流可以表示为 [ ] [ ]Ta b c a b c 0 1[ ]NP M S Sd M M M i i i m m= × × + ×i 0 0a 0b 0c T a b c 1 1a 1b 1c 0 S S S [ ] 0 S S S S S d i i i d é ù é ù× ×ê ú ê úë û ë û (14) 式(14)表示出了中点电流与中矢量和小矢量的 关系。为了更直观的了解式(14)，对式(14)进行坐标 变换，可得 1.5 dNP M d M q q i d M d M i é ù = × × × +é ù ê úë û ë û i 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1.5 S S d S S q d S S d S S q q m d S m d S i m d S m d S i × × × ×é ù é ù ×ê ú ê ú× × × ×ë û ë û (15) 根据上文对输出电压、电流的理想化假设及坐 标变换理论可知，在同步旋转 dq坐标系下，id和 iq PDF 文件使用 "pdfFactory Pro" 试用版本创建 www.fineprint.com.cn 第 15期 林 磊等： 二极管箝位型三电平逆变器控制系统研究 37 均为直流量。其中，id代表输出电流中的有功分量； iq代表的是输出电流中的无功分量。 分别定义 dM · Md和 dM · Mq为中矢量有功电流 id和无功电流 iq对中点电流的影响因子。图 7 给出 了当 m＝0.8时，一个输出基波周期内，中 dM · Md 和 dM · Mq的波形图。从图 7中可以看出，dM · Md 和 dM · Mq在一个基波周期内的平均值等于零，这说 明中矢量引入的电流会导致中点电位的低频波动， 但不会引起中点电位的偏移；另外，dM · Mq的幅值 比 dM · Md大，说明无功电流与有功电流相比，会导 致中点电位的在更大的范围内波动。 用相同的方法对小矢量引入中点的电流进行 分析。图 8是当 m＝0.8时，一个输出基波周期内， 小矢量的有功电流影响因子和无功电流影响因子的 波形图。图 8取的是一种极限情况，即只选取正开 关状态，此时 mS0＝mS1＝1。若全部选取负开关状 态，即 mS0＝mS1＝-1时，对应的波形全部与图 8相 反。从图 8可以看出，小矢量的无功分量影响因子 在一个基波周期内平均值为零，它只会引起中点的 低频波动，不会导致中点偏移；而小矢量的有功分 影 响 因 子 0 100 200 300 q/(°) 0 100 200 300 q/(°) (a) dM · Md (d) dM · Mq 0 0.4 -0.4 影 响 因 子 0 0.4 -0.4 图 7 m=0.8时，dM · Md和 dM · Mq的波形 Fig.7 Waveforms of dM · Md and dM · Mq with m＝0.8 (a) mS0 · dS0 · S0d (b) mS0 · dS0 · S0q 0 100 200 300 q/(°) 0 100 200 300 q/(°) (c) mS1 · dS1 · S1d (d) mS1 · dS1 · S1q 0 100 200 300 q/(°) 0 100 200 300 q/(°) -0.1 0 0.1 0.2 0.3 -0.2 0 0.1 0.2 -0.1 影 响 因 子 影 响 因 子 0 -0.2 -0.1 -0.3 0.1 -0.2 0 0.2 -0.1 影 响 因 子 0.1 影 响 因 子 图 8 m=0.8时，mS0=mS1=1时，mS0 · dS0 · S0d、mS0 · dS0 · S0q、 mS1 · dS1 · S1d和 mS1 · dS1 · S1q的波形 Fig. 8 Waveforms of mS0 · dS0 · S0d, mS0 · dS0 · S0q, mS1 · dS1 · S1d and mS1 · dS1 · S1q with m=0.8 and mS0=mS1=1 量影响因子在一个周期内平均值不为零，它引入的 中点电流在一个周期内不能自动平衡，如果不对其 加以控制，经过若干个基波周期累积后，会导致中 点严重偏移。另外一点，从图 7、8还可以看出，无 论是中矢量还是小矢量作用时，中点波动的频率都 为输出基波频率的 3倍。 4.3 基于桥臂输出电流方向和中点波动方向检测的 中点平衡控制方法 三电平逆变器中，中矢量导致中点波动，且不 存在冗余开关状态，它对中点电位的影响是不可控 的，一般把它当作扰动量来处理。而小矢量存在着 冗余开关状态，冗余开关状态能得到相同的输出电 压，但对中点电位的影响是截然相反的；且小矢量 的冗余开关状态作用时，可以使中点向不同的方向 偏移。因此，在实际的控制系统中，可以通过对小 矢量的处理来补偿由中矢量引起的中点电位波动。 在 SVPWM调制过程中，为了减小开关损耗和 输出电压的 dv/dt，每次开关状态变化时，只有一个 开关函数变动，而且不允许从 1到-1的跳变，每次 变动的绝对值为 1，并且变动值是循环的[5]。 因此，在控制中点电位的同时，要注意避免由 于舍去某些开关状态而增加开关损耗和输出电压的 dv/dt的情况发生，下面举例说明本文采用的中点平 衡控制方法。如图 6中区间 I的 D7扇区中，旋转矢 量是由小矢量 V1、V2和中矢量 V7来合成。空间矢 量的调制顺序为： (110)→(100)→(10-1)→(00-1) →(0-1-1)→(0-1-1)→(00-1)→(10-1)→(100)→(110)。 为了不增加开关损耗，并确保扇区间的平滑过渡[5]， 中点控制方法只能对开关状态(110)和(0-1-1)进行 取舍。 由表 2可知，开关状态(110)和(0-1-1)引入的中 点电流分别为 ic和 ia。在中点控制方法中，检测 ic 和 ia的方向，并根据此时中点纹波的方向对开关状 态(110)和(0-1-1)进行取舍。若中点电位偏低，则舍 去使电流从中点流出的开关状态，保留使电流流入 中点的开关状态；反之，如果中点电位偏高，则舍 去使电流流入中点的开关状态，而保留使电流流出 中点的开关状态。具体的取舍方法如表 6所示。 使用相同的方法分析，可以得到所有扇区的调 制方法。该中点控制方法的优点在于实现简单，鲁 棒性强，但它的缺点是中点电位仍会在小范围内波 动，而且中点电位的波形中会含有高频分量。 PDF 文件使用 "pdfFactory Pro" 试用版本创建 www.fineprint.com.cn 38 中 国 电 机 工 程 学 报 第 25卷 表 6 扇区 D7中的中点平衡控制方法 Tab. 6 Neutral point balancing control method in minor sector D7 中点电位 电流关系 调制方法 ic≥ 0 ia≥ 0 (110)→(100)→(10-1)→(00-1)→(0-1-1) →(0-1-1)→(00-1)→(10-1)→(100)→(110) ic≥ 0 ia< 0 (110)→(100)→(10-1)→(00-1)→ →(00-1)→(10-1)→(100)→(110) ic< 0 ia≥ 0 (100)→(10-1)→(00-1)→(0-1-1) →(0-1-1)→(00-1)→(10-1)→(100) ΔVNP≥ 0 ic< 0 ia< 0 (100)→(10-1)→(00-1)→ →(00-1)→(10-1)→(100) ic≥ 0 ia≥ 0 (100)→(10-1)→(00-1)→ →(00-1)→(10-1)→(100) ic≥ 0 ia< 0 (100)→(10-1)→(00-1)→(0-1-1) →(0-1-1)→(00-1)→(10-1)→(100) ic< 0 ia≥ 0 (110)→(100)→(10-1)→(00-1)→ →(00-1)→(10-1)→(100)→(110) ΔVNP<0 ic< 0 ia< 0 (110)→(100)→(10-1)→(00-1)→(0-1-1) →(0-1-1)→(00-1)→(10-1)→(100)→(110) 5 实验验证 实验样机采用TMS320F240 DSP实现全数字化 控制。直流侧滤波电容的值为 CD=1000μF。样机的 主要技术指标如下所示： （1）输入直流母线电压：200~250V； （2）额定输出相电压峰值：150V； （3）额定输出相电流峰值：10A； （4）开关频率：10kHz； （5）额定输出频率：278Hz。 图 9(a)和(b)分别是系统稳定和突加负载时直流 母线及中点电压的实验波形。其中 unp 为直流侧中 点电压；uDC 为直流母线电压。图 9(b)中电压跌落 是因为为了调节直流母线电压，在电网和整流桥中 串入的调压器引起的。但可以看出，无论系统是稳 态还是动态时，直流母线两个串联电容上的电压都 是平衡的。图 9(c) 是中点电压纹波的实验波形，中 点纹波被抑制在较小的范围内波动。实验结果表明， 控制方法不但能抑制中点的偏移，而且能较好的抑 制中点电位的波动。 图 9(d)、(e)、(f)和(g)分别是样机空载、阻性满 载、感性负载（10Ω电阻与 5mH电感串联）和容性 负载（30Ω 电阻与 15μF 电容并联）时，逆变器输 出的相电压实验波形，它们的 THD分别为 0.745%、 0.536%、1.485%和 1.672%。可以看出，在各种负载 条件下，样机均能获得质量良好的输出波形。实验 结果说明了控制方案的可行性。 图 9(h)是样机从 0A到 4.5A突加阻性负载时的 输出相电压、相电流波形。其中 uAN为相电压波形， IAN 电流波形。在经历了 3~4 个输出基波周期调整 后，输出电压基本已经稳定。实验结果验证了前文 的理论分析。 2.5ms/格 t/ ms 25ms/格 t/ ms (a) 稳态时直流侧实验波形 (b) 突加负载时直流侧实验波形 50 V /格 50 V /格 uDC uNp uDC uNp 2.5ms/格 t/ ms 2.5ms/格 t/ ms (c) 中点电压纹波实验波形 (d) 空载输出相电压实验波形(THD=0.745%) 1V /格 50 V /格 2.5ms/格 t/ ms 2.5ms/格 t/ ms (e) 阻性满载输出相电压实验波形 (f) 感性负载输出相电压实验波形 (THD=0.536%) (THD=1.485%) 2.5ms/格 t/ ms 2.5ms/格 t/ ms (g) 容性负载输出相电压实验波形 (h) 0A®4.5 突加阻性负载时 (THD=1.672%) 输出相电压，相电流波形 50 V /格 50 V /格 50 V /格 50 V /格 5 A /格 UAN IAN UAN UAN UAN DVNP/V UAN/V DVNp uAN V/V V/V V/V V/V V/V V/V 图 9 实验波形 Fig. 9 The experimental waveforms 6 结论 本文围绕二极管箝位型三电平逆变器的控制系 统展开研究。分析了三电平逆变器的工作原理，并 推导出逆变器的数学模型。在此基础上，分析了三 电平逆变器的闭环控制系统，使用基于同步旋转坐 标系的瞬时值控制系统来抑制输出电压基波扰动对 输出波形质量的影响。本文通过空间矢量 PWM调 制和坐标变换的方法，深入分析三电平逆变器中点 平衡问题，提出了一种基于桥臂输出电流方向和中 点波动方向检测的中点平衡控制方法。并通过实验， 验证了控制方案的可行性。本研究为三电平逆变器 在高压大功率场合的应用提供了理论和实验基础。 PDF 文件使用 "pdfFactory Pro" 试用版本创建 www.fineprint.com.cn 第 15期 林 磊等： 二极管箝位型三电平逆变器控制系统研究 39 参考文献 [1] 赵正毅，魏念荣，赵良炳， 等． 一般缓冲电路的模型及三电平IGBT 变流器内外元件电压不平衡机理[J]．中国电机工程学报，2000， 20(6)：30-34． Zhao Zhengyi， Wei Nianrong， Zhao Liangbing et al． Modeling for general snubber circuits and the reason for voltage unbalance between the inner and outer devise in three level IGBT converters [J]．Proceedings of the CSEE，2000，20(6)：30-34． [2] Akira Nabae，Isao Takahashi，Hirofumi Akagi． A new neutral-point- clamped PWM inverter[J]．IEEE Trans．on Industry Applications， 1981，17(3)：518-523． [3] 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