AN-4151SC

www.fairchildsemi.com © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 应用说明书 AN-4151 采用飞兆半导体FSFR系列功率开关（FPSTM）半桥LLC谐振 变换器的设计 引言 不断增加的开关电源功率密度，已经受到了无源器 件尺寸的限制。采取高频运行，可以大大降低无源 器件，如变压器和滤波器的尺寸。但是过高的开关 损耗势必成为高频运行的一大障碍。为了降低开关 损耗和容许高频运行，谐振开关技术已经得到了发 展。这些技术采用正弦方式处理电力，开关器件能 够实现软换流。使得开关损耗与噪声大为降低[1- 7]。 在各种类型的谐振变换器中，最简单和最普遍的谐 振变换器为LC串联谐振变换器，其中整流器-负载网 络与LC谐振网络串联，如图1所示[2-4]。在该电路结 构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。通过改 变驱动电压Vd的频率，可以改变该谐振网络的阻 抗。输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行 分压。由于分压作用，LC串联谐振变换器的DC增益 总是小于1。在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而 言，负载阻抗很大。全部输入电压都被施加到负载 上。这使得轻载下很难调节输出。在空载时，为了 能够调节输出，理论上谐振频率应该为无限大。 + VO - Ro Q1 Q2 n:1Lr Cr Vd Vin 图1 半桥LC串联谐振变换器 为了打破串联谐振变换器的限制，LLC谐振变换器 已经获得提出[8-12]。LLC谐振变换器是一种改进型 的串联谐振变换器，通过在变压器初级绕组放置一 个并联电感而得以实现，如图2所示。采用并联电感 可以增加初级绕组的环流，有利于电路运行。由于 这个概念不直观，在该拓扑首次提出时没有受到足 够的重视。然而在开关损耗相比通态损耗占主导比 重的高输入电压应用中，却有利于效率的提高。 在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励 磁电感。LLC谐振变换器的电路图与LC串联谐振变 换器的电路图十分相似。唯一的差别在于：励磁电 感的取值不同。LLC谐振变换器的励磁电感远远大 于LC串联谐振变换器的励磁电感（Lr），LLC谐振 变换器中的励磁电感为Lr的3-8倍，通常通过增加变 压器的气隙来获得。 + VO - Ro Q1 Q2 n:1Lr Lshunt Cr Vin ( Lm ) 图 2 半桥 LLC 谐振变换器 LLC谐振变换器具有许多超越串联谐振变换器的优 点。它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输 出，而开关频率波动却较小。在整个工作范围内， 能够获得零电压开关（ZVS）。全部固有的寄生参 数均可以用于实现软开关，包括所有半导体器件的 结电容、变压器漏感与励磁电感。 本使用说明书给出了采用FSFR-系列FPS™的LLC谐 振半桥变换器的设计考虑事项。包括LLC谐振变换 器工作原理的解释、变压器与谐振网络的设计、元 器件的选型。给出设计实例，逐条地解释设计过 程，有助于进行LLC谐振变换器的设计。 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 2 1. LLC谐振变换器与基波近似 图3中给出了半桥LLC谐振变换器的原理简图，图中 Lm指励磁电感，用作并联电感，Lr指串联谐振电 感，Cr指谐振电容。图4给出了LLC谐振变换器的典 型波形。假定：工作频率与谐振频率相同，后者决 定于Lr与Cr之间的谐振。由于励磁电感相对较小， 形成相当量的励磁电流（Im），在初级绕组续流， 并不参与电能的传输。初级电流（Ip）为励磁电流 与次级电流折算到初级电流之和。 一般情况下，LLC谐振拓扑包括3级电路，如图3所 示，即方波发生器、谐振网络和整流网络。  方波发生器负责产生方波电压Vd，通过50%占空 比交替驱动开关Q1和Q2来实现。通常，在连续 切换中会引入一个较小的死区时间。方波发生 器可以构造成全桥或半桥类型。  谐振网络包括一只电容、变压器漏感和励磁电 感。谐振网络滤除高次谐波电流。在本质上， 即使方波电压施加到谐振网络上，也只有正弦 电流容许流过该谐振网络。电流(Ip)滞后于施加 到谐振网络上的电压(即方波电压(Vd)的基波分量 被施加到半桥的图腾柱上)，容许MOSFET零电 压开通。如图4所示，MOSFET开通时，通过使 反并联二极管流过电流，使得MOSFET端电压 为零。  整流网络产生直流电压，采用整流二极管和电 容对交流电进行整流。整流器网络可以设计成 带有容性输出滤波器的全波整流桥或中心抽头 配置。 图3 半桥LLC谐振变换器的原理图 Ip IDS1 Vd Im Vin ID Vgs2 Vgs1 图4 半桥LLC谐振变换器的典型波形 谐振网络的滤波作用可以采用基波近似原理，获得 谐振变换器的电压增益，这需要假定方波电压的基 波分量输入到谐振网络，并传输电能至输出端。因 为次级整流电路表现为阻抗变换器，等效负载电阻 不同于实际负载电阻。图5给出了该等效负载电阻的 推导过程。初级电路由正弦电流源Iac代替，方波电 压VRI出现在整流器的输入端。由于|Iac|的平均值为 输出电流Io，则Iac可以描述为 sin( ) 2 o ac II t  (1) VRI 可以描述为 sin( ) 0 sin( ) 0 RI o RI o V V if t V V if t         (2) 式中，Vo指输出电压。 VRI 的基波分量可以描述为 4 sin( )F oRI VV t (3) 由于VRI 的各次谐波分量不涉及功率传输，交流等 效负载电阻可以采用（VRIF / Iac）计算： 2 2 8 8F oRI ac o ac o VVR R I I    (4) 考虑到变压器匝比(n=Np/Ns)，则初级等效负载电阻 可以描述为 2 28 ac o n R R (5) AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 3 采用等效负载电阻，可以得到交流等效电路，如图6 所示，图中VdF 与VROF 分别指驱动电压Vd、反射输出 电压的基波分量VRO (nVRI)。 + VRI - Io + VO - Iac pk acI Iac VRI 4 sin( )F oRI VV wt Vo )sin( 2 wtII oac   Ro VRI F 图5 等效负载电阻Rac的推导 VO Lm LrCr Ro Vin Vd F (nVRI F)Lm LrCr Rac Np:Ns Vd + - - + VRI n=Np/Ns 2 2 8 ac o nR R + - VRo F 图6 LLC谐振变换器的交流等效电路 利用式5中得到的等效负载电阻，可以推导出LLC谐 振变换器的特性。采用图6中的交流等效电路，可以 得到电压增益M： 2 2 2 2 2 4 sin( ) 2 4 sin( ) 2 ( ) ( 1) ( 1) ( 1)( 1) o F F RO RI o F F ind d in o p o o n V tV n V n VM VV V Vt m j m Q                       (6) 式中： 2 2 8, , 1 1 1, , p p m r ac o r r o p r ac r r p r LnL L L R R m L LQ C R L C L C           由式6可见，存在两个谐振频率，一决定于Lr与Cr， 另一决定于Lp与Cr。 式6给出，在谐振频率(ωo)下，增益为1，且与负载 波动无关，该增益可以描述为 2 2 2 ( 1)2 1po o in o p mn VM at V          (7) 当m=3、fo=100kHz与fp=57kHz，不同Q值时，式6表 达的增益绘制成图，如图7所示。由图7可见，当开 关频率处于谐振频率fo附近时，LLC谐振变换器显示 的增益特性几乎独立于负载。这是LLC型的谐振变 换器超出传统串联谐振变换器非常突出的优势。因 此，想当然地使得变换器运行在谐振频率附近，降 低开关频率波动。 LLC谐振变换器的工作范围受制于峰值增益（可达 最大增益），该增益在图7中标示有“*”。需要说明 的是，峰值电压增益不会出现在fo 或 fp附近。获得 峰值增益时对应的峰值增益频率存在于fp 与 fo之 间，如图7所示。随着负载变轻，Q值下降，峰值增 益频率移向fp，峰值增益随之下降。因此对于谐振网 络设计而言，满载条件为最坏情况。 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 freq (kHz) G ai n ( 2 nV o / V in ) Q=1.0 Q=0.75 Q=0.50 Q=0.25 Q=0.25 1 2p p r f L C Q=1.0 /r r ac L C Q R  @ 1ofM  1 2o r r f L C 图7 LLC谐振变换器的典型增益曲线（m=3） AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 4 2. 集成变压器的考虑事项 对于实际设计，通常需要采用集成变压器的概念设 计实现磁器件（串联电感与并联电感），其中将漏 感用作串联电感，励磁电感用作并联电感。当采用 这种方法构造磁元件时，需要将图6中的等效电路改 进成图8，这是因为不仅在初级，而且在次级都存在 有漏感。不考虑变压器次级的漏感时往往会导致设 计出错。 VO Lm LlkpCr Ro Vin VinF VROFLp-Lr LrCr Llks n:1 Vd + - - + VRI + - ( )pV p r L M L L   2//( ) // r lkp m lks lkp m lkp L L L n L L L L     p lkp mL L L  acR ideal transformer + -- + (nVRI F) 1: VM 图8 考虑次级漏感后的改进等效电路 图8中，假定n2Llks=Llkp，将次级漏感折算到初级， 可以得到有效串联电感(Lp) 与并联电感(Lp-Lr) ： 2//( ) // p m lkp r lkp m lks lkp m lkp L L L L L L n L L L L       (8) 在处理实际变压器时，提倡采用具有Lp 和 Lr的等效 电路，因为通过分别开路和短路次级绕组，在初级 可以很容易地测得这些电感取值。 图9中，该注意的是，引入了虚拟增益Mv，它由次 级漏感引起。采用图9的改进后等效电路，调整式6 的增益表达式，可以得到集成变压器的增益表达 式： 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 ( ) ( 1) 2 ( 1) ( ) ( 1) ( 1) ( ) ( 1) ( 1) ( ) ( 1) ( 1) V O o ein p o o o e p o o m M n VM V j m Q m m j m Q                                    (9) 式中： 2 2 2 8 , 1 1 1, , o pe ac V r e r o pe r ac r r p r R LnR m M L LQ C R L C L C         谐振频率(ωo)处的增益是固定的，与负载波动无 关，可以描述为 1 p V o p r L mM M at L L m       (10) 当采用独立磁芯设计串联电感时，谐振频率(ωo)处 的增益为1，如式7所示。然而，当采用集成变压器 概念设计磁元件时，由于存在变压器次级漏感引起 的虚拟增益，谐振频率(ωo)处的增益将大于1。 当m=3, fo=100kHz,和 fp=57kHz，不同的Qe取值时， 式9表达的增益绘制成图，如图10所示。由图9可观 察到，当开关频率处于谐振频率fo附近时，LLC谐振 变换器表现的增益特性几乎独立于负载。 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 freq (kHz) G ai n ( 2 nV o / V in ) Qe=1.00 Qe=0.75 Qe=0.50 Qe=0.25 Qe=0.25 1 2p p r f L C Qe=1.0 /r re e ac L C Q R  @ of VM M 1 2o r r f L C 2.2 图9 采用集成变压器时LLC谐振变换器的典型增益曲线 (m=3) AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 5 3. 工作模式与可达最大增益考虑事项 工作模式 LLC谐振变换器的工作频率可以低于或高于谐振频 率(fo)，如图10所示。图11给出了每种工作模式下变 压器初级与次级的电流波形。在低于谐振频率下( 情 况I )工作，容许次级整流二极管实现软换流，尽管 此时环流相比较大。随着工作频率降低，偏离谐振 频率，环流大大增加。尽管在高于谐振频率下(情况 II )工作，容许环流降低，但是整流二极管不能实现 软换流。对于高输出电压应用中，例如等离子显示 屏(PDP)，提倡采用低于谐振频率下工作，因为这类 应用场合中整流二极管的反向恢复损耗相当大。低 于谐振频率下工作，对于负载波动而言，还具有较 窄的频率范围，因为甚至在空载条件下运行，其工 作频率受限制低于谐振频率。 另一方面，在上谐振工作时，相比在下谐振工作 时，通态损耗较小。对于低输出电压的应用场合， 例如液晶显示器（LCD）TV或膝上适配器，表现出 良好的效率。因为这类应用场合中，次级整流二极 管适合采用肖特基二极管，此时反向恢复问题已无 关重要。然而，在上谐振频率工作时，在轻载下工 作会使开关频率大量增加。上谐振工作时，需要采 用频率跳跃功能，防止开关频率剧烈上升。 图10 依据工作频率决定工作模式 Ip Ip Im IOID ID IO Im (I) fs < fo (II) fs > fo 1 2 of 1 2 Sf IDS1 IDS1 图11 各种工作模式下的波形 最大增益与峰值增益需求 高于峰值增益频率下，谐振网络的输入阻抗呈感性， 谐振网络的输入电流(Ip)滞后于施加在谐振网络的电 压(Vd)。这样MOSFET可以实现零电压开通(ZVS)， 如图12所示。低于峰值增益频率下，谐振网络的输入 阻抗呈容性，Ip 超前 Vd。当工作在容性区间，在开 关切换过程中，MOSFET的体二极管反向恢复，引起 严重的噪声。进入容性区间的另外一个问题是，由于 增益斜率出现反向，输出电压失控。最小开关频率应 该适当地高于峰值增益频率。 图12 容性与感性区间的工作波形 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 6 LLC谐振变换器的合适输入电压范围决定于峰值电 压增益。因此，谐振网络的设计应确保增益曲线具 有足够的峰值增益，并能够覆盖整个输入电压范 围。但是，低于峰值增益点，ZVS条件会丢失，如 图12所示。因此当确定最大增益点时，要求保留一 些裕量，在负载瞬态变化和启动阶段，确保获得稳 定的ZVS工作。典型地，对于实际设计，选取最大 增益的10~20% 作为裕量，如图13所示。 图13 最大增益的确定 在某一给定的条件下，即使采用增益公式6得到峰值 增益，也是很难地以明确形式表达出峰值增益。为 了简化分析与设计，可以采用仿真工具获得峰值增 益，如图14所示。图中给出了不同m取值时，随着Q 值变化的峰值增益（可达最大增益）。可见，通过 减少m和Q值，可以获得较高的峰值增益。对于给定 的谐振频率(fo) 和 Q值，降低m意味着励磁电感减 少，将导致环流增加。自然地，应在可用增益范围 与导通损耗之间作出权衡。 图14 不同m取值时峰值增益（可达最大增益）对Q的曲线 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 7 4. FSFR系列的特征 FSFR系列产品集成有脉冲频率调制(PFM)控制器以及 专门设计用于零电压开关（ZVS）半桥变换器的 MOSFET，外部元器件用量最少。内部控制器包括一 个欠压闭锁、优化的高端/低端门极驱动器、温度补偿 的精密电流控制振荡器以及自保护电路。与分立 MOSFET和PWM控制器相比，FSFR系列产品减少 了总成本、元器件数量、尺寸和重量，与此同时却提 高了效率、生产率和系统可靠性。 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 VDL CON RT CS SG PG LVcc HVcc VCTR 图15 封装图 表 1. 管脚说明 1 VDL 该管脚为高端MOSFET的漏极，典型地，需 要连接到输入直流环节电压。 2 CON 该管脚用于启用/禁用和保护。当该管脚电压 高于0.6V，允许该IC工作。当该管脚电压低 于0.4V，禁止发送两只MOSFET的门极驱动 信号。当该管脚电压增至5V以上，保护功能 启动。 3 RT 该管脚用于编程开关频率。一般地，需要光 耦和电阻连接到该管脚，用来调节输出电 压。 4 CS 该管脚用于流过低端MOSFET的电流。 典型地，负电压被施加到该引脚。 5 SG 该管脚为控制地。 6 PG 该 管 脚 为 电 源 地 。 该管 脚 连 接 到 低 端 MOSFET的源极。 7 LVcc 该管脚为控制IC的供电电压。 8 NC 不接线。 9 HVcc 该管脚为高端MOSFET的供电电压。 10 VCTR 该管脚为低端MOSFET的漏极。典型地，变 压器连接到该管脚。 图16 FSFR系列产品的功能框图 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 8 Rsense IC CDL Vcc VDLLVcc RT CON CS SG PG VCTR HVcc Cr Llk p Lm Ns Vo D1 D2 RFCF Np Ns KA431 Vin Rmin RSS CSS Rmax CB RLPF CLPF CHVcc CLVcc DbootRdamp Rd Rbias Co Llks Llks 图17 LLC谐振半桥变换器设计实例的参考电路 5. 设计步骤 本节中，采用图17所示的参考原理图，给出设计过 程。集成变压器具有中心抽头，输入电压来自预调 节器－功率因数校正器(PFC)。以192W/24V输出的 DC-DC变换器为例，设计规格如下： －标称输入电压：400VDC（PFC的输出） －输出：24V/8A (192W) －保持时间要求：20ms（50Hz电源频率） －PFC输出的直流环节电容: 220µF [第一步] 确定系统规格 作为第一步，需要明确下列设计规格。 估计效率(Eff): 需要估计功率转换效率，以便在给定 的最大输出功率功率前提下，计算最大输入功率。 如果没有可用的参考数据，对于低压输出场合，采 用Eff = 0.88~0.92。对于高压输出场合，采用Eff = 0.92~0.96。确定估计效率后，最大输入功率可以描 述为 o in ff P P E  (11) 输入电压范围(Vinmin 与 Vinmax): 最大输入电压应为 PFC标称输出电压， max .in O PFCV V (12) 即使在PFC预调节器作用下，该输入电压为受控恒 压，但是在保持时间内也会发生跌落。考虑保持时 间要求后，最小输入电压可以描述为： min 2 . 2 in HU in O PFC DL P TV V C   (13) 式中，VO.PFC 指PFC标称输出电压，THU 指保持时 间，CDL 指直流环节高量电容。 （设计举例）假定效率为92%， 192 209 0.92 o in ff P P E W   max . 400in O PFCV V V  min 2 . 3 2 6 2 2 209 20 10400 349 220 10 in HU in O PFC DL P TV V C V          [第二步]确定谐振网络的最大与最小电压增益 根据上节讨论，为了减少开关频率波动，典型地， LLC谐振网络应设计工作在谐振频率(fo) 附近。鉴于 LLC谐振变换器由PFC输出电压供电，为使该变换 器的工作频率设计在fo，应该适应PFC标称输出电 压。 由式10可见，fo 处的增益为m (m=Lp/Lr)的函数。fo 处的增益决定于m值的选取。尽管m取值较小时，可 以得到高的峰值增益，但是过小的m取值会导致变 压器的耦合恶化和效率下降。典型地，设置m 位于 3~7，可使谐振频率处(fo)的电压增益为1.1~1.2。 m取值选择后，PFC标称输出电压时的电压增益可以 描述为： min 1 mM m   @f=fo (14) Mmin为最小电压增益，因为PFC标称输出电压为最 大输入电压(Vinmax)。最大电压增益可以描述为： AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 9 max max min min in in VM M V  (15) （设计举例）按照式5，选择Lp 与 Lr的比值 (m)。可得最小与最大电压增益分别为 min max 5 1.12 2 1 5 1 RO in V mM V m      max max min min 400 1.12 1.28 349 in in VM M V     图18 最大增益/最小增益 [第三步] 确定变压器匝比(n=Np/Ns) 根据第二步得到的最小电压增益（Mmin），变压器 匝比可以描述为： max min 2( ) p in s o F N Vn M N V V    (16) 式中，VF 指次级整流二极管的压降。 （设计举例）假定VF 为 0.9V， max min 400 1.12 9.00 2( ) 2(24 0.9) p in s o F N Vn M N V V        [第四步] 计算等效负载电阻 根据式16得到的变压器匝比，可得等效负载电阻为 2 2 2 8 o ac o n VR P (17) （设计举例） 2 2 2 2 2 2 8 8 9.0 24 197 192 o ac o n VR P       [第五步]设计谐振网络 根据第二步中选取的m，从图14中峰值增益曲线读 出合适的Q值，留出足够的峰值增益。考虑到负载 瞬变与确保零电压开关(ZVS) 稳定工作，在确定峰 值增益时，最大增益应保留10%的裕量。一旦选定Q 值，可得谐振参数为： 1 2r o ac C Q f R   (18) 2 1 (2 )r o r L f C (19) p rL m L  (20) （设计举例） 根据第二步的计算，最小输入电压(Vinmin)时， 最大电压增益(M max)为1.28。考虑15%裕量，需要峰 值增益为1.47。在第二步中，选取m为5，根据图19 的峰值增益曲线，可得Q值为0.4。选择谐振频率为 100 kHz，谐振器件定参如下： 3 1 1 20.2 2 2 0.4 100 10 197r o ac C nF Q f R         2 3 2 9 1 1 126 (2 ) (2 100 10 ) 20.2 10r o r L H f C         630p rL m L H   图19 采用峰值增益（可达最大增益）的谐振网络设计 m=5的曲线 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 10 [第六步] 设计变压器 最小开关频率条件是变压器设计的最坏情况，出现 在最小输入电压和满载条件下。为了得到最小开关 频率，需要采用增益公式9，绘制增益曲线，读取最 小开关频率。可得变压器初级的最少匝数为 min min ( ) 2 o F p s V e n V VN f M B A      (21) B =0.3~0.4 T. 式中，Ae 指变压器磁芯的截面积，单 位m2，B指磁通密度最大振幅，单位T，如图20所 示。如果没有可供参考数据，可以采用： n (Vo+VF)/MV -n (Vo+VF)/MV 1/(2fs) B VRI B 图20 磁通密度振幅 为次级选择合适的匝数，使得初级匝数大于Npmin， Np描述为 min p s pN n N N   (22) (设计举例) 选择EER3542 (Ae=107mm2)为变压 器磁芯。根据图21的增益曲线，可得最小开关 频率为78kHz。变压器的最小初级匝数为： min min 3 6 ( ) 2 1.11 9.0 24.9 30.5 2 77 10 0.4 1.11 107 10 o F p s e n V VN f B A turns            选择Ns ，使所得Np大于Npmin： min1 9.0 9p s pN n N N      min2 9.0 18p s pN n N N      min3 9.0 27p s pN n N N      min4 9.0 36p s pN n N N      0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 Frequency (kHz) Mmin Mmax f min f normal 100% load80% load60% load40% load20% load 图21 增益曲线 [第七步] 变压器制作 由第五步确定变压器的参数Lp与Lr。通过分别使次级 绕组开路和短路，可以在初级测得Lp与Lr。由于LLC 变换器设计需要相对较大的Lr取值，一般地，要求 采用分段骨架，如图22所示。对于分段骨架，匝数 与绕组的配置成为决定Lr取值的主要因素，磁芯的 气隙长度影响Lr并不明显。通过调节气隙长度，Lp可 以很容易地得到控制。表3中给出了不同气隙长度时 测得的Lp 与 Lr 值，气隙长度为0.10mm时，得到的 Lp与Lr值与设计参数最接近。 N p N s1 N s2 图22 分段骨架 表 2. 不同气隙长度时测得的Lp 与 Lr 值 气隙长度 Lp Lr 0.0mm 2,295μH 123μH 0.05mm 943μH 122μH 0.10mm 630μH 118μH 0.15mm 488μH 117μH 0.20mm 419μH 115μH 0.25mm 366μH 114μH AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 11 （设计举例） 最终谐振网络设计 在LLC谐振变压器设计中，即使集成变压器方 法能够实现磁元件， 采用单一磁芯，省去一个 磁元件，在实际变压器设计中，很难控制Lr的 取值。变压器制作完成后，谐振网络设计通常 需要利用所得的Lr进行迭代验算。谐振电容取 值也会发生改变，因为它需要在大量生产的电 容中挑选。最后的谐振网络设计汇总在表3中， 所得新的增益曲线如图23所示。 参数 初始设计 最终设计 Lp 630µH 630µH Lr 126H 118µH Cr 20nF 22nF fo 100kHz 99kHz m 5 5.34 Q 0.4 0.36 M@fo 1.14 1.11 最低频率 78kHz 72kHz 图23 最后谐振网络设计的增益曲线 [第八步] 选择谐振电容 选择谐振电容时，需要考虑电流等级，这是因为会 有相当可观的电流通过该电容。该电流有效值可以 描述为 2 21 ( )[ ] [ ] 2 2 4 2 ( )r RMS o o F C ff o V p r I n V VI E n f M L L     (23) 在正常工作中，谐振电容的标称电压为： max 2 2 2r RMS nom in Cr C o r V IV f C      (24) 然而，在过载或负载瞬变时，谐振电容的电压会远远高 出该标称电压。实际中，应该基于过流保护(OCP)动作 点来选择电容。根据(OCP)等级IOCP，最大谐振电容电 压可以描述为 max 2 2r nom in OCP C o r V IV f C     (25) （设计举例） 2 2 2 2 3 6 1 ( )[ ] [ ] 2 2 4 2 ( ) 1 8 9.0 (24 0.9)[ ] [ ] 0.92 2 2 9.0 4 2 99 10 1.11 512 10 1.32 r RMS o o F C ff o V p r I n V VI E n f M L L A                 在正常工作中，初级的峰值电流为： 2 1.86 r r peak rms C CI I A   OCP 等级设定为3.0A，ICrpeak具有50%裕量： max 3 9 2 2 2 400 2 1.32 336 2 2 99 10 22 10 r RMS nom in Cr C o r V IV f C V                max max 3 9 2 2 400 3 419 2 2 99 10 22 10 r in OCP C o r V IV f C V                630V低ESR的薄膜电容选为谐振电容。 [第九步] 整流网络设计 当变压器次级采用中心抽头时，二极管的电压应力 应为输出电压的两倍： 2( )D o FV V V  (26) AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 12 通过每只整流二极管的电流有效值为： 4 RMS D oI I  (27) 通过输出电容的纹波电流为： 2 2 2 8( ) 82 2 RMS o Co o o II I I     (28) 输出电容的电压纹波为： 2o o C V I R   (29) 式中，RC 指输出电容的有效串联电阻(ESR)。该输 出电容的功率耗散为： 2 . ( ) RMS Loss Co Co CP I R  (30) （设计举例）整流二极管的电压与电流应力 为： 2( ) 2(24 0.9) 49.8D o FV V V     6.28 4 RMS D oI I A   考虑由杂散电感引起的电压过冲后，选择 100V/20A肖特基二极管为整流二极管。 输出电容的电流有效值为： 2 2 2 8( ) 3.857 82 2 RMS o Co o o II I I A      当选择两只 ESR 为 80mΩ的电解电容并联使用 时，输出电压纹波为: 0.088 ( ) 0.50 2 2 2o o C V I R V        电解电容的损耗为： 2 2 . ( ) 3.857 0.04 0.60 RMS Loss Co Co CP I R W     [第十步] 控制电路的配置 图24给出了FSR-系列产品的RT管脚的一种典型电路 配置，图中光耦三极管连接到RT管脚，用于控制开 关频率。光耦三极管完全关断时，得到最小开关频 率，描述如下： min min 5.2 100( )kf kHz R   (31) 假定光耦三极管的饱和电压为0.2V，则最大开关频 率决定于： max min max 5.2 4.68( ) 100( )k kf kHz R R     (32) Control IC VDLLVcc RT SG PG Rmin Rmax External S/S RSS CSS 图24 典型的RT管脚电路配置 软启动：为了防止在启动阶段，冲击电流过大，输 出电压过冲，需要逐渐增加该谐振变换器的电压增 益。鉴于谐振变换器的电压增益与开关频率成反 比，为实现软启动，应从初始高频(f ISS)向下扫描开 关频率，直至输出电压建立为止，如图25所示。在 RT管脚上连接RC串联网络，即可建立软启动电路， 如图24所示。FSFR-系列产品还设有3ms的内部软启 动，能够再给外部软启动电路的初始频率增加 40kHz，在启动之初的几个开关周期中，可以降低 电流超调，如图25所示。这样软启动的实际初始频 率为： min 5.2 5.2( ) 100 40 ( )ISS SS k kf kHz R R      (33) 典型地，设置软启动的初始频率(f ISS)为谐振频率(fo) 的2~3 倍。 软启动时间决定于RC的时间常数： 3 ~ 4SS SS SST times of R C  (34) 图25 软启动中频率扫描 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 13 （设计举例）根据第六步，最小频率为 72kHz，则Rmin确定为： min min 100 5.2 7.2kHzR k k f     考虑负载瞬变时输出电压超调/过冲(10%)以及 反馈环的可控性，设置最大频率为140kHz，则 Rmax确定为： max min 4.68 1.40 5.2( ) 100 4.68 7.199 1.4 5.2( ) 100 7.2 o kR f k kHz R k kkHz k kHz k         设置软启动初始频率为250kHz，为谐振频率的 2.5倍，则软启动电阻RSS为： min 5.2 40 5.2( ) 100 5.2 3.8250 40 5.2( ) 100 7.2 SS ISS kR f kHz k kHz R k kkHz kHz k kHz k         [第十一步] 电流检测与保护 FSFR系列产品检测低端MOSFET漏极电流，负电压 形式，如图26和图27所示。半波检测方式允许检测 电阻产生低功耗，但是全波检测方式的检测信号具 有较低开关噪声。通常采用RC低通滤波器，用于滤 除检测信号中的开关噪声。低通滤波器的RC时间常 数应该为开关周期的1/100~1/20。 图26 半波检测 图27 全波检测 （设计举例）在第八步中，由于 OCP 等级确定 为 3A，OCP 阈值电压为 0.6V，采用检测电阻 为 0.2Ω。选择 1kΩ电阻和 100pF 电容时间时， RC 时间常数可设置为 100ns（开关周期的 1/100）。 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 14 设计总结 图 28 给出了 LLC 谐振半桥变换器设计举例的最终原理图，选择 EER3542 磁芯以及分段骨架，用于变 压器制作。满载条件下的效率大体为 94%。 图28 半桥LLC谐振变换器的最终原理图 －磁芯：EER3542 (Ae=107 mm2) －骨架：EER3542（水平/分段类型） EER3542 Np 1 8 9 1 2 16 Ns1 1 3 Ns2 N p N s1 N s2 图29 变压器结构 管脚(S → F) 线型 匝数 绕组方式 Np 8 → 1 0.12φ×30 (Litz wire) 36 分段绕组 Ns1 16 → 13 0.1φ×100 (Litz wire) 4 分段绕组 Ns2 12 → 9 0.1φ×100 (Litz wire) 4 分段绕组 管脚 技术规格 备注 初级电感(Lp) 1－8 630H ± 5% 次级绕组开路 100kHz, 1V 等效漏感(Lr) 1－8 118H Max. 次级绕组短路 100kHz, 1V AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 15 6. 实验验证 为了验证本使用说明书中设计过程的有效性，对本 变换器设计实例的进行了建立和测试。设计实例中 涉及的全部电路元件都得到了采用。 图30和图31给出了标称输入电压时满载与空载下的 工作波形。可见，由于谐振作用，在开通前， MOSFET的漏源电压(VDS)下降至零，实现了零电压 切换。 图32给出了满载条件下谐振电容电压和初级电流波 形。谐振电容电压与初级电流的峰值分别为325V 与 1.93A，这与设计过程一节中第八步的计算值非常匹 配。图33给出了输出短路条件下谐振电容电压和初 级电流波形。对于输出短路条件，当初级电流大于 3A时，过电流（OCP）发生动作。谐振电容的最大 电压略高于计算值419V，其原因是1.5µs的关闭延时 使得OCP动作电流略高于3A(参阅FSFR2100产品说 明书)。 图 34 给出了满载和空载条件下整流二极管的电压 与电流波形。由于杂散电感引起的电压过冲，电压 应力略高于第九步中的计算值。图 35 给出了满载和 空载条件下输出电压的纹波波形。输出电压的纹波 与第九步中的设计值相配。 图 36 给出了不同负载条件下效率测量结果。满载条 件下的效率大约为 94%。 图30 满载条件下的工作波形 图31 空载条件下的工作波形 图32 满载条件下的谐振电容电压与初级电流波形 图33 输出短路保护下谐振电容电压与初级电流波形 图34 满载条件下整流二极管电压与电流波形 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 16 图35 满载条件下输出电压纹波与初级电流波形 图36 软启动波形 图37 测量效率 AN4151 应用说明书 © 2007 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 7/20/11 17 7. 参考文献 [1] Robert L. 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[11] Bo Yang, Lee, F.C, A.J Zhang, Guisong Huang, 前端 DC/DC变换－LLC谐振变换器, APEC 2002. pp.1108 – 1112. [12] Bing Lu, Wenduo Liu, Yan Liang, Fred C. Lee, Jacobus D. Van Wyk, LLC谐振变换器的优化设计方法, APEC 2006. pp.533-538. 作者 Hang-Seok Choi / Ph. D FPS应用组/飞兆半导体 电话： +82-32-680-1383 传真： +82-32-680-1317 电子邮件： hangseok.choi@fairchildsemi.com 相关产品数据表 FSFR2100 Important Notice DISCLAIMER FAIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERVES