UPS逆变器电压控制的Delta调制策略研究

第 �� 卷 第 期 �!! � 年 月 中 国 电 机 工 程 学 报 ∀#∃ % % % &∋( ) ∗ ∃ + ,−% . /0 0 1∃ 2, �� 3 ∃ 月 / % ∀ �! !� ! � !!� . −∋( ∗ ∃ 4 5 +∃ # 0 2% % 0 ( ) 5 文章编号 6 ! � 78 一8! 9: ;�!! � < ! 一! 98� 一! = 中图分类号 6 > ? �= 9 文献标识码 6 ≅ 学科分类号 6 �Α! � ! Β ∀/ 逆变器电压控制的 ! %2 ,Χ 调制策略研究 王归新 , 张昌盛 , 康 勇 , 陈 坚 ;华中科技大学 , 湖北 武汉 , �: !! Α� < / > Β Δ Ε Φ 3 1 Φ ΓΗ ≅ Ι 0 ·. Φ 3 > ϑ Φ Κ Κ 0 Δ Δ 0 Κ> ≅ 一?Φ Δ Β Κ≅ > 0 Δ Β ∀/ Γ3 1 0 ϑ > 0 ϑ .Φ 3 > ϑ Φ Κ /.Λ 0 ?0 Μ ≅ 3 Ι Ι Ν ∋一 Ο ∋( , Π Λ ≅ 3 Ι . −Χ( ) 一∗−% ( ) , Θ ≅ 3 Ι Ε∃ ( ) , . Λ 0 3 Η∋Χ( ;Λ Ν Χ Ρ −∃ ( ) Β ( ∋Σ %# ∗∋,Τ ∃ + / %∋% ( % % Χ ( & >% 4 −( ∃ 2∃ ) Τ , Μ Κ2− Χ( � : ! ! Α � , . −∋( Χ < ≅ Υ / > ϑ ≅ . > 6 Μ −% ( % Ν ## % ( ,一4 ∃ ( ,#∃ 22% & & % 2,Χ ς ∃ & Ν 2Χ, % & % ∃ ( ,# ∃ 2 ∗ %−% ς% 97 Χ∀ ∀2∋% & ,∃ Β Ω / ∋( Σ % 22 % # , ,− % ∃ Ν ,∀ Ν , Σ ∃ 2,Χ ) % Χ ς ∀2∋,Ν & % 97 Κ2( ∗,Χ Ξ 2% ∋( % Χ ∗% ∃ + 2∃ Χ & Σ Χ( Χ ,∋∃ ( Χ ( & ,−% ∃ Ν ,∀ Ν , Σ ∃ 2,Χ) % Ψ Χ Σ % 2Ξ#ς 97 −% Χ Σ ∋2Τ & ∋∗ ,∃ #, % & ΞΤ ( ∃ ( 2∋( % Χ # 2∃ Χ & 5 >∃ ∃ Σ % #4 ∃ ς% ,−% ∗ % &∋ ∗Χ& Σ Χ( ,Χ ) % ∗ , Χ ( ∃ Σ % 2 Σ ∃ 2,Χ )% 一% ∃ ( ,#∃ 22% & &% 2,Χ 一ς ∃ & Ν 2Χ ,‘, & Ζ( Σ % #, % # % ∃ ( ,#∃ 2 ∗4 − % ς % 97 ∀# ∃ ∀∃ ∗% & ∋( ,−∋∗ ∀Χ∀ % #5 [∋#∗,2Τ ,−% %∃ ( ,# ∃ 2 ∗,#Ν % ,Ν #% 97 ∗% , Ν ∀ Χ( & ,− % ∃ ∀% #Χ ,∋∃ ( ∀#∋ ( %∋∀2% ∃ + ,−% ∀#∃ ∀∃ ∗% & ∗ Τ ∗,% ς 97 &% ∗ %#∋ Ξ% & ∋( & % ,Χ∋ 2 5 > − %( Χ( 胡 Χ 2Τ ,∋4 Χ 2 ς ∃ & % 2 ∃ + ,−% ∗ Τ∗ ,% ς 97 & % #∋ Σ % & , +#∃ ς Ψ −∋% − ,−% ∀Χ #Χ ς % ,% #∗ Χ ++% % ,∋( ) ∗Τ ∗,% ς ∀%#+∃ #ς Χ ( 4 % ∗ % ς % #) % 5 1Χ #∋ ∃ Ν ∗∴ ∋( & ∗ ∃ + ∀%#+∃ #ς Χ( % % % Ν #Σ % ∗ Χ# % ∃Ξ ,Χ∋ ( % & Χ( & Χ( Χ 2Τ Ρ % & Ξ Χ ∗% & ∃ ( & ∋∗% #% ,% [∃ Ν #∋ % # ,#Χ ( ∗ +∃ #ς ;Δ曰< Χ ( & ?戌+Κ≅ Υ ∗∋ς Ν 2Χ, ∋∃ ( 5 > − % ∗% ∀%#+∃ #( 一Χ ( % % % Ν #Σ % ∗ 4 Χ( Ξ% Ν ∗% & Χ ∗ ,−% ) Ν ∋& % 2∋( % ∃ + % ( ) ∋( % % #∋ ( ) 血∗ ∋) ( 5 0 Ο ∀% #∋ ς %( , #% ∗Ν 2,∗ Σ Χ2 ∋& Χ ,% ,− Χ , ,− % ∀#∃ ∀∃ ∗% & Σ ∃ 2,蔽,) % 一% ∃ ( ,#∃ 22% & & % 2,Χ ς ∃ & Ν 2Χ ,%& 4 ∃ ( ,#∃ 2 ∗4 − % ς % − Χ∗ ,− % ς % #∋ ,∗ ∃ + ∀∃ Ψ %#+Ν 2 Χ Ξ ∋2∋,Τ ,∃ #%Ζ % % , & ∋∗,Ν #Ξ Χ( 4 % ∗ , ∗2∋) −, , ( Σ % #, % # ∃ Ν ,∀Ν 2 Σ ∃ 2,Χ ) % Ψ Χ Σ %+∃ #ς &∋∗,∃ #, ∋∃ ( , Χ ( & Σ % #Τ ∗∋ς ∀2% ∋ς ∀2% ς % ( ,Χ ,∋∃ #25 Θ 0 Ε Μ Φ ϑ Δ 796 0 2% % ,#∋ % ∀∃ Ψ % # % ( ) ∋( % % #∋ ( ) 6 Β ∀/ ] Γ( Σ % #, % Δ % 2,Χ ς ∃ & Ν 2Χ ,∋5∃ ( ] 1∃ 2,Χ ) % % ∃ ( ,#∃ 2 摘要 6 当电流控制的 &% 2,Χ 调制控制策略应用于 Β ∀/ 逆变器 控制时 , 存在负载变动引起逆变器输出电压幅值不稳定 、 负 载为非线性时逆变器输出电压波形畸变严重等问题 。 为克服 这些不利 , 该文提出 种电压控制的 Δ %2, Χ 调制的逆变器闭 环控制策略 6 首先建立了系统控制结构并详细叙述了系统运 行原理 , 然后根据控制结构建立了系统的解析模型 , 导出了 影响系 统性 能 的主要 参数 。 基 于离 散傅 立 叶变换 和 ?≅> Κ≅ Υ 仿真 , 得出并分析了系统主要参数变动影响逆变 器性能的各种特性曲线 , 以指导系统的 。 实验结果 证明 , 电压控制的 Δ %2 ,Χ 调制逆变器控制策略具有抗扰动能 力强 、 输出电压波形畸变小 、 实现简单等优点 , 适合应用于 Β ∀/ 逆变器 。 关键词 6 电力工程 ] Β ∀/ ] 逆变器 ] Δ %2 ,Χ 调制 6 电压控制 9 引言 Β ∀/ 逆变器多为电压源逆变器 。 对 Β ∀/ 逆变 器的控制要求是 6 逆变器对负载要呈现接近理想的 交流电压源特性 , 在各种扰动 下输出幅值与频率均 稳定的正弦交流电压 , 在带非线性负载时输出电压 的波形畸变要小 。 满足这样的控制要求的控制策略 有多种 。 基于 ∀Γ Δ 调节器的线性瞬时值闭环控制策 略 99 一 : ⊥具有较强的鲁棒性 , 能够在一定程度上抑制扰 动 。 但为了将稳态误差和输出电压波形畸变限制在 允许的范围内 , 系统的开环增益必须相当大 , 而这 又危及系统的稳定性 , 所以工程上不得不在两者之 间进行折中 , 并且增设电流内环和电压均值反馈外 环 , 使控制结构变得较复杂 ] 基于预测控制的重复 控制策略 _�⎯ 可 以实现非常小的稳态误差和输出电压 波形畸变 , 但这种基于工频逐周期积分的控制策略 的响应速度比较慢 , 必须借助于微处理器或 Δ /∀ 才‘能实现 , 要占用大量的存贮单元 , 成本较高 , 电 路复杂 , 对于一些要求逆变器快速启动并进入稳态 的在线互动式 Β ∀/ 等难于胜任 ] 基于非线性的 &% 2,Χ 控制策略卜‘�9 以其无条件的稳定性 、 快速的动态响 应以及实现的简单性而著称 。 但是 , 已经提出的诸 多关于 &% 2,Χ 调制实质上是电流控制策略 , 其中 , 同步 &% 2,Χ 调制技术卜Α9 以调制器的 ∀Ψ ? 输出积分 反馈模拟被控量反馈 , 虽然节约了传感器 , 但控制 环未包围功率变换器部分 , 使对发生在功率变换器 级的扰动无抑制能力 。 异步 &% 2, Χ 调制技术降‘�9 , 即 滞环电流控制技术 , 尽管将功率变换器等包围在控 制环中 , 从而对一些扰动有抑制能力 , 但所赖以形 成 闭环调制的斜坡反馈函数只能是逆变桥的输出 ;滤波电感 < 电流 , 使得逆变器具有电流源特性 。 第 期 王归新等 6 Β ∀/ 逆变器电压控制的 Δ %2 ,Χ 调制策略研究 本文提出一种电压控制的 &% 2,Χ 调制策略 , 除具 有电流控制的 &% 2,Χ 调制策略的全部优点外 , 其被 控量是逆变器的输出电压 , 因此逆变器被控制为一 个电压源 , 对输出电压波动 、 输出电压波形畸变都 有很好的抑制作用 。 � 电压控制的 Φ 0 Κ下≅ 调制的控制结构 要形成电压控制的 &% 2,Χ 调制 , 关键是要找到 一个反馈变量 , 该反馈变量既能反映 Β ∀/ 输出电压 的瞬时值大小 , 又具有 &% 2, Χ 调制所要求的斜坡函 数特性 。 然而 , 为了高效地降低输出电压总谐波含 量 ;不日Δ < , Β ∀/ 逆变桥输出端通常接有二阶 Κ 一. 滤波器 , Β ∀/ 输出电压是 比较光滑的正弦波 , 不具 有也不能具有斜坡函数特性 。 首先 , 为抑制各种扰动因素以稳定输出电压和 波形跟踪 , 必须直接输出电压并作为反馈函数 的主体 , 该主体反馈部分反映了输出电压的波形 、 幅值和相位 。 其次 , 既然主体反馈部分不具备斜坡 函数特性 , 电路中某一伴随功率开关器件动作而呈 现斜坡函数特性的变量纳入考虑范围。 由于典型的 开关频率都是数 妞Ρ 或更高 , 在此频率范围 , Κ . 滤波器将呈现出高度的感性Γ=⎯ 。 所以 , 当 ∀Μ 入9 电 压作用在滤波器上 , 滤波电感电流具有高频斜坡特 性 。 但是 , 电感电流还包含有中低频成分的负载电 流成分 。 为了避免控制系统对负载的依赖性 , 必须 易Β除电感电流反馈中的中低频成分而保留其高频 斜坡成分 , 因此注意到了滤波电容电流 。 在高频范 围 , 电容的容抗近似为 ! , 电感电流的高频斜坡部 分可完全流过它 , 而在中低频范围 , 因电容呈现相 当大的阻抗 , 流过的中低频电流成分近似为 ! 。 所 以 , 电容电流近似地为电感电流的高频斜坡分量 , 检测成为载波反馈替代直接电感电流反馈 , 叠加到 主体反馈信号上 , 便得到了所需的反馈变量 。 由此 , 提出电压控制的 & %2 ,Χ 调制策略如图 9 所示 。 图 � 为调制过程的一个片断 。 主体反馈 , 、 载 波反馈珍 、 综合反馈 Σ+ ;,< 分别示为 α今 β ∴ΣΣ4 ;,< 参见图 � 。 综合反馈信号 以,<与参考输入电压信号 Σ乖<在一个具有环宽为士Λ 的滞迥比较器中进行比 较 。 当 Σ+ ;,< χ Σ#; Φ一Λ 时 , 比较器输出高电平 , 逆变 器输出正的直流母线电压 , 电感电流线性增长 , 于 是可,<也随之增长 , 图 � 中用 Σ+# ;6,< 表示 。 当 Σ+# ;,< 达 到滞环上边界时 , 比较器翻转输出低电平 , 驱动逆 变器输出负的直流母线电压 , 电感电流线性下降 , 于是 呵,<也线性下降 , 图中用 Σ++ ;,< 表示 。 当 水,<达 到下边界时 , 一个开关周期结束 , 新的开关周期开 始 。 这样 , 就迫使反馈信号 可,<在 Σ汀,<的正负误差 带内波动 , 其移动平均值等于参考输入 Σ右<, 因 珍 平均值近似为 ! , 州,<的移动均值即 , 的移动均值 , 即输出电压跟踪给定正弦 。 研研研研 Η州晰晰222 ⊥⊥⊥⊥⊥⊥⊥ 图 9 系统方框图 ϑ ) 5 9 Υ 2∃4 ∴ 山Χ ) #Χ ς ∃+ ,− % ∀#∃ ∀∃∗ % & ∗Τ ∗, %ς Σ卢 β 叔∋4;,< Σ , ;,<β 气Σ 。;,<δ 气∋4 ;,< ;9 < 式中 Σ4 ;,< 为 Β ∀/ 输出 ;滤波电容 < 电压 ] ∋。;,< 为 滤波电容电流 ] ∴Σ 为主体反馈系数或输出电压反馈 系数 ] ∴∋ 为载波反馈系数或电容电流反馈系数 。 图 9所示的电压控制的 &% 2,Χ 调制的工作原理可 图 � 调制过程的一小片段 [∋) 5 � ≅ +# Χ4 ,∋ ∃ ( ∃ + ,− % ς %& Ν 2Χ ,∋∃ ( ∀#∃ %% & Ν #% : 性能分析 : 5 9 解析模型 假定 6 � 功率开关是理想开关 � 负载电流频 带远低于滤波器截止频率 , 在滤波电感上的中低频 压降小到忽略不计 � ! 滤波电容电压是理想的基波 正弦波 。 根据 以上假定 , 无论逆变器是否带载 , 都有如 图 ∀所示的逆变器等效模型 。 图 ∀中 , #∃% & 代表桥 路输出的 ∃∋ & 电压 , 其幅值为土妈 , (是电感电流 , ) 。表示等效的线路串连电阻 , ∗ 是滤波电感 , 滤波 电容支路用一等效电压源 #+ 替代 。 在一个开关周期 的两个开关状态 , 分别有 中 国 电 机 土 程 学 报 第 �� 卷 δ 尺∋ 二怖 一 Σ4 ;, < ;� < 十凡∋ β 一岭 一 Σ。 ;, < ”·〔个 &∋#一&#&∋+一&#ΚΚ了2卫5%∗2Σ25ΓεΚ 式;� <中 , 一下标 ] 、 + 分别表示两个开关状态下的电感 电流 ∋ 。 由于高频开关特性 , 忽略电阻 ϑ 。的影响是 合理的 , 因此 , 式;�< 简化为 ;: < 图 : 逆变器等效模型 ϑ ) 5 : ( Ν ∋怕2%( , & #4Ν ∋, ς 创如9 ∃ +∋( 犯血 # : 5 � 系统参数变动对逆变器性能的影响 从解析模型式;Α <可以看出 , 影响逆变器闭环性 能的主要参数是 6 滞环比较器的滞环带宽 Λ 、 载波 反馈系数 ∴∋ 、 滤波电感量 Κ 、 参考输入电压的幅值 1# ς 、 直流母线电压 沁等 。 定义标称参考输入为 ;, <⎯;,Σ4Σ4一广玲玲φφ9 59一Κ2一Κ 一一一一&∋#一&,药一&,Η#2%%%%Ψ%、2 同样对应于一个开关周期的两个开关状态 , 式 ;9<写成 Σ#γ β 丛 7 9。。 ;9! < ε·+# “, · “·“·;‘, 十“,‘·;‘,ΓΣ , ;,<二 ∴ , Σ 4 ;,<δ ∴‘∋, ;, < ;� < 标称滞环环宽为 Γ+ β Λη 凡 另外 , 根据式;�< 求得载波的斜率为 ;9 9< 在单个开关周期内 , 参考输入信号可用一小段 直线近似 , 按图 � 有 ⊥# ,竺 一 , , 些 一 6 Λ⊥ ‘ & ‘ ’ “‘⊥一 , , 5业皿 δ 犷, 些 ι 6 ΛΓ Η 」 咨 Η Η 咨Γ Β 洛 Β 乙 & Τ , ι & Τ ι ∴ , ι一 二 弋,一 δ ‘ 2士竹 一 Σ ι ;,< 2& , & , Κ “ “ ;7< 当在比较器中比较时 , ∴Σ ;& Σ4 η &, <项与参考信号的 斜率相对消 , 无拼乙 是决定开关频率的重要参数 , 所 以定义之为参数斜率 根据式;: <一;7 <求得逆变器的瞬时开关频率为 / β 权η Κ ;9� < 灸‘讥 「ι 「Σ ι #,<Ρ尤 , 9� <+ β 长 叫份悦9 一一 卜 ;= <� 仃乙 , 1&’ Η对于 Β2 Κ ≅ Υ 仿真对逆变器进行分析 , 以获得各种特性 曲线 。 ;2< 电压调制比?( 变动对滤波电容基波电压 的影响 改变参考输入电压幅值从而改变电压调制比 �� ! ∀#∃ !% 叮& 第 期 王归新等 6 Β ∀/ 逆变器电压控制的 Δ %2, Χ 调制策略研究 ?( , 对滤波电容电压基波幅值的影响如图 � 所示 。 可以看出 , 当?( 引 时 , 滤波电容电压基波标么值 Σ 。与参考输入之间具有 良好的线性跟踪关系并且两 者相等 , 即 当卫Κ 二丛∴ Σ玲 巧 此处 , 14 、是滤波电容电压基波峰值 。 所以 , 14ς β 1#ς η ∴Σ ;9: < 式;9 :< 说明 , 在线性调制范围内 , 逆变器输出 独立于直流母线电压的交流电压 。 在 Β ∀/ 应用中 , 通常参考信号的幅值是固定的 , 而直流母线电压 由 于电池的充放电而变化 , 导致 ?( 和输出电压的标 么值同时改变 , 但输出电压幅值的实际值不变 , 即 逆变器抗电源电压波动性能好 。 调制比越高 , 主谐波幅值越低 。 所以应尽量使逆变 器工作在较大的电压调制比下 , 但要考虑到 Β ∀/ 的输出电压调节要求 。 ;:< 滞环比较器环宽 风 的改变对逆变器性能 的影响 图 = 为环宽从与逆变桥输出 ∀Μ? 波的主谐波 阶次间的关系 , 环宽 Λ( 越小 , 主谐波的次数越高 。 这是因为减小环宽将使平均开关频率升高 , 相应地 使主谐波的频率升高 。 较小的环宽利于采用较小的 滤波器 , 但要考虑到功率器件的开关频率限制和系 统的效率 。 图 = 还说明 , 电压调制比的改变对主谐 波的次数没有明显的影响 。 、扩Ω Ν 厂# 甲, 一尸甲一, 一门 ,飞ΖΗ, 5润闷江Η毛Η:哩‘泊,‘,∋沮军叮甩召%(篮∋(霭澎下霭下叫美蚤龙召码扣川月召居蝠曰曰肠目目目日砚目目阴目困国困翻∋曰日甩曰)目目口)))))))))))))),)卫,))∗)+ 麟,毋忿用扔 。打脚,协(、‘,,−遥‘、‘、中飞、) ... 一咔介一 ...夕夕甲 卜 / / ‘‘ 0 一 、成卜喊 一. ) 1 2 纵田 + , ! .习,粼 几 3 45 毕 一 一 ‘ 6 6 钾6 啥黔傲、∃ 忿 7 ’浪8 # 9 : ; # , < : = 脚>5图 ? 电压调制比与 ≅Α Β 波之主谐波幅值的关系Χ ΔΕ ) ? Φ #ΓΓ ∃Η∀Δ # &! Ι ∀ � & ϑ # Κ 5 ∃Η∀ Δ# & ΓΗ ∀Δ # Η5 ΚΚ #而& Η & ∀ ΛΗ Γϑ # 址 Η ϑ ≅∃Δ∀5 Κ # Μ ≅Α Β � Η Ν Μ# Γ&图 ; 电压调制比与滤波电容基波电压幅值的关系 ΧΔ Ε ) ; Φ # Γ Γ ∃Η ∀Δ# &! Ι ∀� & ϑ # Κ 5妞此# & ΓΗ ∀Δ# Η & Κ Μ5 &Κ Η幻。 & ∀# ∃Ν# ∃∀Η Ε Ηϑ ≅∃Δ ∀5 Κ # Μ ∀Λ ΜΔ ∃∀ Γ Ο Η ≅Η Ο Δ∀# Γ 考虑到滤波电容实际上要流过少许基波电流 , 经过载波反馈 , 使主体反馈 ΠΓ Θ 与参考输入间产生 少许基波稳态误差 。 幅值误差为 + 扩扩Φ 9帐 + , 。 。 . , . , 。Ρ . 二 Π二) 一 Π 二) 二 立 )兰二二二乙二卫乙 Σ 二对了Φ 乙礁 Τ +;Υς ΩΝ 9 ’ 式中 Φ 为滤波电容容量 。 相位误差为 Τ三条曲线基本重合 Υ丫卜一、一 6 , 一, )味喝 6 一每 888888888888 粼另娜担州 。 . + , 、 ∃ , ς . ς 8 ς , ,. ς 、 饮 Σ ΦΞ Ψ ∀∃ 一 一Ζ, 川 [ 1 Ζ 7 , Υς ’ Τ+? Υ 为降低稳态误差 , 载波反馈系数和滤波电容越 小越好 , 但过小的载波反馈系数将导致过高的开关 频率 , 过小的滤波电容不能滤除电压谐波 。 尽管载 波反馈会引入稳态误差 , 但该误差是相当小的 , 例 如 , 当 Ζ∃ Σ 8 8 ς 、 Φ Σ ς ) ς 5Χ 、 Ζ声8 ) 8 + 、 工频 ?8 2 ∴ 时的相对误差仅为 8) 8 < ς= ] 。 Τ ς Υ 电压调制比变动对谐波性能的影响 逆变桥输出的 ≅Α Β 波的谐波含量对于滤波器 的设计至关重要 。 图 ? 为电压调制比 Β& 与逆变桥 输出 ≅Α Β 波的主谐波幅值 ΝΛϑ 之间的关系 。 电压 叮4 4 一一毓 6一往施4 4 4 4 4 4 6 一 Κ俪一句≅5 图 < 环宽 2 & 与 ≅ΑΒ 波之主谐波次数的关系 ΧΔ Ε ) < Φ #爪∃Η∀Δ # &! Ι ∀� & Λ Θ! ∀ Γ ! Δ! Ι Η & Κ Η & ΚΚ # ϑ Δ & Η & ∀ Λ Η Γ Γ# # 5∃ # ΓΚ Γ # Μ ≅Α Β � ΗΝ Μ# Γ 们。 图 ⊥ 为环宽 坑 与滤波电容电压基波幅值的关 系 , 说明环宽的改变对基波幅值无明显影响 。 Τ ; Υ 载波参数斜率 Ψ& 的改变对逆变器性能的 影响 图 = 为参数斜率又与逆变桥输出 ≅Α Β 波的主 谐波阶次间的关系 。 参数斜率 Ψ& 越大 , 主谐波次数 越高 , 利于采用较小的滤波器 。 这是因为 Ψ& 的加大 同样使平均开关频率升高 。 Ψ& 的加大等效于滤波电 感 [ 的减小或载波反馈系数 Ω才的加大 , 滤波电感 [ 的减小受到开关器件电流应力的限制 , 而电流反馈 系数的提高将使稳态误差加大 ‘, 同样 , 参数斜率 Ψ& 改变对滤波电容电压基波 中 国 电 机 工 程 学 报 第 � � 卷 没有明显影响 。 林搜 ι ι声 戒 必 叭 标 一 幻 ϕ 如一 蕊ϕ 斌 一 札 甜! 9刃 Γ κ侧〕: ! 5 ;λ拓 5 ε κ∃∃ ) 拭η ∀Ν 输出电压除了负载阶跃变化瞬间有一个尖刺外 , 几 乎没有瞬态调节时间 。 这是因为系统有接近最低开 关频率的闭环带宽 。 这一特点最适合在线互动式和 无源后备式 Β ∀/ , 因为常态时它们的逆变器没有工 作 , 而一旦市电掉电引起 Β ∀/ 切换 , 逆变器可以立 即起动并进入稳态 , 实现双变换式 Β ∀/ 所具备的无 缝切换 。 丫η 1 �;λΖ 图 Α 环宽和与滤波电容基波电压幅值的关系 [∋)5 Α . ∃ # #吧】5 目。(∗ Ξ%,Ψ %% ( −Τ∗,% #% ∗∋∗ Ξ Χ (& Χ(& 九( & Χ ς 心( 七& Χ ς ∀2∋ , Ν &% ∃+ ( −思 # .Χ ∀Χ4∋ ,∃ # Σ∃ 2,Χ )% ! 5 9 � ! 5 9= ,η∗!!8一下井与 �!!�!!监 厂又厂凡 ! ! � ! 5 ! 8 ! 5 9� ! 5 9 = ,η ∗ ε⋯2八Β!泊旧!!�!!!=!!;<绷 象另侧细州 ∃乃� Χ !� !乃= Χ ∃∗ 凡η Ω Ν 图 8 参数斜率与∀Μ ? 波之主谐波次数的关系 [∋ ) 5 8 ;二∃ # # %2Χ Β∃(∗ Ξ % ,Ψ%%( Ω Χ # Χ幻口以#∋ % ∗2Φ∀ Χ ( && ∃ ς ∋( 日( , − Χ ( ς ∃ (∋ . ∃ # & % # Φ+ ∀Μ ? Ψ Χ Σ %+∃ # 刃口 : 5 : 抗负载扰动性能分析 负载扰动造成输出电压幅值变动 的根本原因 是逆变器有等效输出阻抗 。 因此 , 图 : 中的等效串 连电阻 ϑ 。被纳入仿真分析范围。 图 为不同电压调制比下负载电阻 凡 变动对 滤波电容电压 Σ 。 的影响 。 图 说明 , 只要负载电流 在逆变器等效输出阻抗上产生的压降不超出电压 调节范围 , 稳态输出电压幅值极其稳定 , 几乎与负 载电阻凡无关 。 ! 9 � : � 7 负载电阻 尺声� 实线一 ϑ % 二心5 �! , 虚线 一ϑ %句 5 � ! , 点画线一 ϑ% β! 5 = ! 。 图 逆变器输出电压一负载稳态特性 [∋) 5 .−Χ #Χ % ,% #∋ ∗,∋ 4∗ ∃ + ∃ Ν ,∀Ν , Σ∃ 2加) % Σ ∗5 】帕& , /Φ2 ∋& 图 9! 的仿真波形说明 , 在突变负载的扰动下 , 注 6 ,β ! 5 ∃∃ ∗ 6 ;二 9� <时突加参考正弦输入 , 然后分别在 俘Χ ∃ :7∗ 和 怡仓!Α 77 时突加 、突减 � ! 。阻性负载 , 在 件! 5!8 7 时加上 由二极管全桥 、 �� !! Ν[ 滤波电容 、 9!! 。 电阻构成的非线性负载 。 图 9! 逆变器输出电压 Σ。和输出负载电流 ∋Κ仿真波形 [∋) 5 9! / ∋ς Ν 】Χ ,∋∃ ( Ψ Χ Σ% +∃ #ς ∗ 5 Β Ω∀% # 6 ∃ Ν ,∀Ν , Σ∃ 2,Χ罗 · Κ ∃ Ψ % # 6 ∃ Ν ,∀Ν , % Ν #代( Κ 对于非线性负载引起输出电压波形失真的抑 制能力取决于两个因素 6 � 控制器的响应速度要快 本系统中的调制器同时也是控制器 , 当输出电压出 现波形失真 , 在当即的开关周期内调制器便开始进 行波形矫正 , 直到输出电压的移动均值等于参考设 定值为止 � 逆变器的等效输出阻抗要小 由于采 用输出电压作为反馈主体 , 逆变器的等效输出阻抗 得到有效降低 。 图 ,− 中的逆变器带非线性负载仿 真波形在输出电流峰值因子达到 ∀ . / 时 , 输出电压 的 0 分0〕为 1. 2 3 , 远低于 43 的工业 。 5 实验结果 为了证实以上分析与仿真 , 制作了一台单相逆 变器实验样机 , 其参数为 6 额定功率 7 . 89 : ; � 额定 输出电压 // 1: < ) & = > � 额定输出频率 41 ? 0 � 直 流母线电压 5≅≅: � ∗Α ∀Β ? � Χ 二/. /Δ Ε � 调制器的参 数为 6 9(Α 1. −Φ � 9# Α 1. 1/ � ?Γ 二1. 11 7� 主电路为 &≅ = 管构成的单相逆变全桥 。 图 77、 7/ 分别为突加 、 突减负载时的输出电 压和输出电流波形 。 图 7∀ 为带非线性负载时的输 出电压和输出电流波形 , 图中输出电流的波峰因子 达到 ∀ . 7 , 而输出电压的 Η ? Ι 为 7. 73 。 第 期 王归新等 6 Β ∀ / 逆变器电压控制的 Δ %2, Χ 调制策略研究 98Α 参考文献 _ 2 ⎯ ϑ幽ς 3 ≅ , ≅ ( Χ 2Τ∗∋∗ Χ( & Δ % ∗∋) ( ∃ + Χ ? Ν2,∋ ∀2% [% %& ΞΧ4 ∴ Κ ∃ ∃ ∀ . ∃ (如9 /,#Χ ,%) Τ+∃# /∋( ) 2% 一∀− 脚 1∃ 2,Χ) % 一∗ ∃ Ν #4 % Β ∀/ Γ( 、吧# ,%# ∗ 5 0 00 > #Χ( ∗ ∀∃ Ψ %# 0 2%% ,#∃ ( 9 = , 99;�< 6 7: � 一7 � 9 5 _� ⎯ 郭卫农 , 陈坚 , 基于状态观测器的逆变器双环控制技术研究 _Η⎯ 5 中国电机工程学报 , � !! � , �� ; < 6 =� 一=8 Ι Ν ∃ Μ七∋( ∃ ( ) , . − %( Η∋Χ( 5 / ,Ν &Τ ∃ ( &∋) ∋,Χ 2 &Ν Χ 2一2∃ ∃ ∀ % ∃ ( ,#∃ 2 +∃ # ∋( Σ % #, %招 Ξ Χ∗ %& ∃ ( ∗,Χ ,% 一∃ Ξ ∗ %口%#Γ Η⎯ 一 ∀#∃ 4 % %& ∋( ) ∗ ∃ + ,− % ./0〔, �;λ< � , � � ; <6 =� 一 = 8 5 _: 2 姜桂宾 , 裴云庆等 , / ΩΜ ? 逆变电源的无互联信号线并联控制技 术 ΓΗ⎯ 5 中国电机工程学报 , � !! : , � :; 2� <6 � 一 8 5 Η∋Χ( ) Ι Ν ∋Ξ∋( ), Ω %∋ ΕΝ ( μ∋( ) 5 ∀Χ#Χ 22% 2 Φ ∀% # Χ ,∋∃ ( ∃ + /∋( Ν ∗∃ ∋& Μ ΧΣ % Γ( Σ% #之%邝 Ψ ∋,−∃ Ν , . ∃ (,#∃ 2 Γ( ,% #4 ∃( ( %4 眨∃ ( ∗口95 ∀ #∃ 4 % %& ∋( ) ∗ ∃+ ,− % . / 00 , � ;λ< : , � : ;9 �< 6 � 一 8 5 _� ⎯ Π− Χ( ) Θ , ΘΧ( ) 丫 λ ∋∃ ( ) Η, % , Χ Κ Δ 2# % 4 , #% Ω% ,∋ ,∋Σ% %∃ ( ,#∃ 2 ∃ + /∀Μ? ∋(Σ %#, % # +∃ # Β ∀/ ∀Ν Γ’∀ Φ ∗ % _Η⎯5 Γ0 00 ># Χ( ∗ 5 ∀Φ Ψ % # 0 2% %,#∃ ( 5 , �;λ< , , 98 ;:<6 Α 8� 一Α � 5 _7 2 张卫平 , 吴兆麟 , , 电流控制型 ∀Ψ ? 开关变换器的稳定性研究 ΓΗ⎯ , 电力电子技术 , 9 , : : ;7 <6 9 8一 �! 5 Ρ −Χ( ) Μ% ∋Ω∋( ) , Ψ Ν Π− Χ∃ 2∋( 5 >− % #% ∗% Χ#4 − ∃ ( ∗,ΧΞ ∋2∋,Τ ∃ + %Ν ##% ( , 4 ∃ ( ,# ∃ 2ς ∃ &% ∀Μ ? ∗Ψ ∋,% −%& %∃ ( Σ% #, %# _Η⎯ ∀Φ Ψ %# 0 2%4 ,#∃ ( ∋% ∗ , 9 , :: ;7 <6 98 一� ! 5 佰⎯ Η! ! / Ι , Π ∋∃ ) Χ∗ Ω Δ 5 , Σ∋ ( % % ( ,∋ Δ 5 ≅ ς∃ &% 2 #% +% #% ( % % Χ &Χ ∀, ∋Σ% ∀Μ? ,%4 − ( ∋μΝ % _Η⎯ ·Γ00 0 ># Χ( ∗ 5 ∀ ∃ Ψ %# 0 2% %,#∃ ( ” 9 ! , 7 ;� <6 �8 7 一� � 5 【Α ⎯ Ι #% %( > . 5 /Ω% 4 ,# Χ ∃ + & %2,Χφ ∗∋) ς Χ ς ∃& Ν 2Χ,% & ∋( 1 %#, %# ∗ 6 Χ( Χ( Χ 2Τ,∋4 Χ2 ,#% Χ,ς %( ,ΓΗ⎯ 5 Γ0 00 ># Χ ( ∗ 5 ∀∃ Ψ % # 02%4 ,#∃ ( 5, 9 � ,Α ;� < 6 ? � 一 = 7� 5 98 ⎯ ϑ Χ−∋ ς 3 ≅ 5 ≅ ∗∋( )2%一∀− Χ∗ % &2 % ,Χ 一ς 以2Ν2Χ ,%& ∋( Σ %#, % # +∃ # Β ∀/ ΧΩ ∀2∋%Χ, ∋∃ ( ∗ _Η ⎯5 Γ0 0 0 ># Χ( ∗ 5 Γ( & , 02% 4,#∃ ( 9 : , �创:<6 : � Α一 :7 � 5 _ ⎯ /,% %2 ϑ , Δ %2,Χ ς ∃&Ν 2Χ,∋ ∃ ( ∗Τ∗,%ς ∗ , 3 %Ψ 、Ξ # ∴ 二 ∀#% ( ,∋%% Λ Χ22 ∀#% ∗ ∗ , 9 Α 7 5 ;9! ⎯ Θ Χ ( ) Υ Η5 ϑ ∃ Ξ Ν ∗ , −Τ∗,%#% ∗∋∗ % Ν## % ( ,一 %∃ (,#∃ 22%& ∀Μ ? ∗% −% ς % Ψ ∋,− +∋ Ο %& ∗Ψ ∋, %−∋ ( ) +# %μ Ν %( 4 Τ_Η25 Γ( Γ0 0 ∀( 〕4 5 0 2% %,#∋ % ∀∃ Ψ % # ≅ ∀∀2∋%Χ, �;λ< Γ, 9� 8 6 7 ! :一7 9� φ _ 9 9⎯ ? 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Μ# Γ ! ∀ ≅ Κ 8 Α& +8 Η Κ Ο Λ Η & Ε 666 %沪卜, ··了气 厂厂了了丫 ,, 9 3 % 444入入入 )ς ’’%%%厂 入 3了... 火‘ ςςς二二6习 翅 ... %飞. . 6左飞二β666丁丁一⋯甲护444厂学飞了一.丫444 班零Ξ二 班夏8+ ς? ϑ !璐 ∀∃ ϑ ! 图 +ε 带非线性负载时实验波形 ΧΔΕ ) +ε χ δ≅ ΓΔ ϑ &∀ Γ !5 ∃∀! Μ# Γ & # & ∃Δ & Η Γ +8毗 ? 结论 构建了一种适合应用于 φ ≅ Ψ 的电压控制的 Κ ∃∀Η 调制的逆变器控制策略 , 建立了系统的解析模 型 , 对系统参数对逆变器性能的影响进行了仿真分 析 , 得出了归一化的系统特性曲线 。 仿真分析和实 验结果都证实了这种逆变器的控制策略具有输出 电压调控特性良好 、 跟踪正弦输入迅速 、 非线性负 载下的输出电压波形畸变小 、 实现简单和鲁棒性强 等优点 。