高级射频功放设计之预失真技术

大唐移动 高级射频功放设计之预失真 大唐移动通信设备有限公司 高级射频功放设计之预失真技术 高级射频功放设计之预失真技术 Steve C. Cripps ：安斌 abmvp2000@126.com 5.1 简介 预失真是提高射频功放线形度的一种有效的方法。在功放的输入端放置一个很小的有魔力的盒子就可以提供比其他更复杂的方法，比如前馈更好的线性度，这是有竞争力也是可笑的。从根本上说，所有的预失真的方法都是开环的，因此它只能在有限的时间和有限的动态范围达到闭环系统的线性化程度。尽管如此，预失真方法还是成为了最新研究和发展的焦点，主要是由于DSP提供的更新能力。但是预失真还只是前馈或者反馈系统的实验性质的补充技术。尤其是将在第六章的，前馈环中的主功放中精心设计的预失真器能够有效地减少伴随误差功放的功率需求，因此提高了整体效率。也有一些例子，比如移动发射机，预失真器的简单和近乎零成本，对有限的功率范围减少几个dB的ACP/IM是很值得的。预失真功放系统能够在MCPA应用中能够真正的和传统的前馈技术相抗衡，这是一个很活跃也是一个没有完成的领域。 这章的主要目标是使预失真的设计成为一个更严格的初始设计，就像过去讲过的方法一样。简单的模拟预失真器依靠经验调整，通常使用一两个二极管的简单电路，它对于压缩的（expanding）的增益特性进行上撬，这种方法比较粗糙。这种费劲的方法还可以在论文和论坛上见到，这种PD-PA组和特性在双载波的应用中，当驱动电平到达1dB压缩点的时候，IM3响应会出现很深的凹坑。对测量到的数据更仔细的分析可以发现更多不想看到的特性。在更高阶IM3提高很少（甚至在一些例子中出现恶化）；对于多载波和频谱扩展的信号，会出现大量的IM3凹坑的填充。 这章中介绍的设计的方法是严格基于第三章中讨论的功放非线性模型的方法。为了建立PD特性第一步是求出PA的Volterra级数的反函数。这个过程，得出了一些非常有用的关于PD性能极限的普遍法则，这也可以解释经常观察到的凹坑现象。第二步是考虑综合（synthesizing）PD的不同方法。模拟预失真和DSP预失真都使用在本章中第一部分相同的步骤。 从概念上说，预失真器很简单，很吸引人，见图5.1。此图描述了典型的PA增益压缩特性，为了简单起见假设只有三阶非线性特性。预失真器的曲线（action）在任何输入信号电平都呈现出外推（extrapolated）的线性特性。如果输入信号是Vin，功放表现出压缩特性，输出电平为Vo。为了得到线性的输出，预失真器的行为特性应该增加输入电Vin平到一个更高的电平Vp。从Vin与线性特性的焦点画一条水平直线与压缩的功放特性相交，从此焦点向下画垂线与水平轴相交，此点即为需要的PD输出电平Vp。 在把这个简单的图形诠释（cast into）为翔实的数学概念之前，很值得研究（(bservation）一下贯穿整个章节中需要牢记的东西。 1、 图 1预失真典型特性曲线 1、 预失真从某种意义上来说，它自身是矛盾。当功放压缩的时候，它通过加大驱动电平来减轻失真。 2、 当功放饱和的时候，这个过程显然就陷入（run into）了困境。继续增加驱动电平也不能够使输出回到需要的线性点。这个问题很重要，因为在现代通信系统中，高峰均比（high PEP to average power tatios）使用。 3、 从预失真器出来的信号将被严重扭曲。实际上，用频谱仪可以看到，从PD中出来的信号呈现出与未经预失真的PA出来的信号有着相似的频谱失真。这个结论对PD的带宽和DSP电路的速度有着深刻的影响。当高速数据信号扩展到填满整个功放带宽的时候，一上结论也有着更为深远的应用。 4、 这里提到（shown）的预失真器有增益。实际上，PD通常是无源器件，增益的获得是指PD衰减的减少。这并没有从根本上影响分析的结论， PD有增益的假设方便了分析，在后面的整个分析中将会继续使用。 5.2三阶PA：预失真分析 我们在适当的时候会回到上面的所有问题，但现在将对如图中的简单的三阶PA作分析。小写的电压符号表示时间函数 vo=a1vp-a3vp3 =a1vin 于是 vp3-(a1/a3)vp+(a1/a3)vin=0 (5.1) 于是输入信号vin和预失真输出vp是三次方程的根，当然这是假定功放为三阶的。 我们很有必要回顾有关这种类型的三次方程的解的形式的光辉历史，尽管简单的迭代算法可以艰难得到足够精度的解，但是仔细分析却可以得到更有意义的东西。通过以上迭代的方法可以得到需要的PD特性，如图所示。仔细研究可以发现驱动电平从压缩点回退了很多，需要的特性近似于补偿的增益扩展。PD提供的扩展增益就是PA压缩的增益。当功放进入更深的压缩区，需要更多的扩展增益才能补偿，这是由于给定的增量不能得到相应的输出增量。于是PD的需要的增量开始上升直到功放饱和的不可返回点。 图 2三阶功放的理想预失真扩展曲线 把（5.1）式变换成解析形式可以得到PD设备的可能的实现形式。传统的Cardano在这个例子中毫无用处，（5.1）是所谓的不可化简的有三个实根的三次方程。我们所需要的解得功率技术的形式。这可以通过adhoc符号迭代的方法来实现。重写（5.1）并且令a1=1,于是可以得到 vp=vin+a3vp3 这将给出一个更好的vp的近似。初始化迭代vp=vin将得到用vin表达的无穷级数形式的vp。 vp=vin+a3(vin+…a3(vin+a3(vin+a3vin3)3)3….)3 = vin+a3vin3+3a32vin5+12a33vin7+37a34vin9+… （5.2） 尽管我们仍然使用最简单的三阶功放模型，这个结果仍然有深远的结论。最注目的是，理想的PD有无穷多的功率级数项。PD的三阶项与功放的三阶项有相同的幅度，但是有相反的符号。但是一个只有三阶项的PD三阶将不能抵消功放的高阶项。举例如下，假如PD特性是 vp=vin+b3vin3 于是功放的输出将是 vout=a1vp-a3vp3 =a1(vin+b3vin3)-a3(vin+b3vin3)3 （5.3） =a1vin+(a1b3-a3)vin3-3a3b3vin5-3a3b3vin7-a3b33vin9 很显然，如果们令PD的系数b3=a3/a1,所有的三阶失真将被清除，但是增加了原来没有的更高阶的项。为了抵消这些更高阶的项，PD需要在（5.2）中增加额外的更高阶的预失真项。我们将在适当的地方介绍削减很多的PD特性项，但是和理想响应很接近。 值得说明的是，它的属性可能不是以多项式的形式工作的。虽然PD设备有无穷多项式级数的形式，并不表明不能实际制造。曲线用来给它建模。但是，一个好的支撑理论和设计，正如第三章讨论的：幂级数都在频域有直接的重要性。尤其低阶的非线性项，比如三阶和五阶，在通信系统中很烦人，因此很值得（merit）仔细研究。即使是实际的PA，它的特性不可能用一对低阶非线性多项式建模，但是去掉这样的低阶非线性项将给PA的性能很大的提高。对于PD的合成，幂级数是最方便的形式，无论是用模拟器件还是用DSP算法 （5.3）式中的多项式，代表了三阶的PA和三阶的预失真器，也表明了预失真器的普遍的属性和分类的问题。在第三章中反复说过，三阶预失真产物，比如IM3或者邻道频谱扩展（regrowth），可能由比失真效应更高阶的非线性项产生。比如在（5.3）中，除了线性项，其他的项都可能产生IM3。因此，通过适当设置b3的值来消除三阶失真，将不能消除IM3。但是正确设置b3的值将使残余IM3的PBO斜率至少是5：1，因为现在最低阶的项是五阶。这样的PD是匹配的PD。如果b3没有正确的设置，不是最优值，仍然有可能性使残余的IM3产物和更高阶项抵消。这种抵消只可能发生在某一驱动电平，抵消电平只对一个确定的失真产物有效。但是，这种抵消在某些应用中很有用，以后还会考虑。这种预失真器叫做陷波器。我们将会看到匹配的PD是比陷波器更健壮和更有用的设备，尽管我们这里讨论的是简单的三阶无记忆系统，但是这种概念可以扩展到处理更复杂和实际的PA。 因此我们收到启发，来评价三阶PA的增益压缩和双载波IMD。假定PA特性 vout=a1vp-a3vp3 并且对它进行归一化，a1=1,1dB压缩点在vp=1(假设a3=1-10-0.05=0.109). 第一种情况：三阶非线性PA，PD，匹配的三阶特性 对于匹配的PD特性，b3=a3,b5,b7,..=0.由（5.3）PA/PA 幂级数现在没有了三阶项 vout=a1vin-3a3b3vin5-3a3b3vin5-3a3b3vin7-a3b3vin9 ,比较关键的是对于所有的输入电平三阶项都是零。因此对于双载波思念好，IM3 失真将呈现出5：1的斜率，直到1dB压缩点vin=1更高阶的项被忽略掉。 PA，PD，以及组合增益压缩特性如图所示，IM3也在图中。 图 3 PA和IM3（虚线）；组合PD/PA及IM3（实线,b3=a3） 第二种情况：三阶非线性PA，PD，匹配的三阶和五阶特性。 对于一个匹配的三阶和五阶PD，b3=a3,b5=3a32。PD/PA组合幂级数现在没有了三阶和五阶项，对于所有的驱动电平，现在有直到五阶的额外项。 Vout=a1vin-3a3(b32+3b5)vin7-a3b33vin9-3a3b5(b5+b32)vin11-3a3b3b52vin13-a3b53vin15 于是组合的PA/PD的IM3响应的斜率是7：1，只有残余的七阶失真了。如图（5.4）所示。实际上，PA将有五阶失真，但是这将通过将PD系数适当的调整来抵消。 图 4 虚线为三阶功放；组合PD/PA响应，PD有三阶和五阶特性。 第三种情况：三阶PA，PD，非匹配三阶扩展特性 图5.5图示的情况是：PD有一个近似的增益扩展匹配特性，实际上只有某一驱动电平的需要的PD才通过。这在实际中很普遍。尽管5.3中没有一项是零。 如果三阶和五阶项有相反的符号（b3>a3/a1），在某一驱动电平vin三阶和五阶的IM3 将会抵消。IM3的输出是 在某一驱动电平vin将会使它消失。需要的组合特性被残余的三阶特性缓和，就是说在低电平减小而不能消除IM3 。 图5.5 三阶PA（实线）；非匹配扩张特性的PD/PA组合响应 不幸的是，我们在后面将要阐述的，任何比双载波的复杂的信号将有很多三阶边带，在相等的驱动电平下将不能抵消IM3边带。对于那些阅读了大量的只有双载波的测试信号的预失真器而获得的结论，需要谨慎使用。几乎所有的时间，在多载波或者扩频的德信号环境中，图5.5中的陷波(deep null)将不会出现（pan out）。 尽管以上的例子的分析都是基于简单的PA失真特性，我们将会看到这个结果在更普遍的例子中仍然适用（hold up）。例子1和例子2被认为是匹配的失真。例子3是陷波器。总体来说，这两种类型区别了实际的PD实现的不同分类。简单的二极管PD通常是陷波器，然而匹配的PD为生成更健壮的PD提供了多样的菜单。独立的模拟功能块能用来实现（derive）不同的幂级数项。PD的幂级数也可以被看作是DSP实现的一种算法。 5.3 通用功放的PD特性 使用Volterra级数的非线性PA的特性在第四章中介绍过。使用这里讨论的技术，选择功率因数an和相应的相位角φn。 几乎在所有的例子中，即使是要获得PA压缩和AM-PM的近似，三阶和五阶是必须的。如果PA被推到1dB压缩点，则更高阶的项是需要的。为了这种选择的目的，我们假定这种工作已经完成，现在的主要任务是推导出PD特性的更普遍的模式（version）。显然，预失真器的性能在很大程度上依赖于PA模型的精度。相比于上一节的理想的三阶PA，本节出示了更复杂和实际的建模步骤。 图5.6定义了将要使用的系统和符号。我们将简单明了的分析，推导出PA[an,φn]一组指定精度的PD Volterra系数[bmφm]。这里指定的例子以后还要用，并且令m=5。描述的过程能够毫无限制的扩展到处理比五级更高级的PA模型。五阶模型的精度可以从第三章获得。我们再次强调，尽管简单的三阶或者五阶不足以复制所有的大动态范围小旋转（gyration）PA增益，但是很多值仍能使用PD，令低阶非线性为零（nulling）来得到。 图5.6 PD/PA组合分析 讨论假设硬件和信号环境与包络域形式是兼容的。这在很大程度上简化了PA特性的反向（inversion）求解，这样的好处是在指定的动它范围只考虑连续波的幅度效应相位效应。类似于IM失真和频谱扩展的效应则归入（relegate）包络、基带或频域的失真。这就暗示了一种假设，即Volterra的系数在时间轴是不变的。正如第三章讨论的，这种假设忽略了射频器件的记忆效应。在整个线性过程中，在某种精度下记忆效应会变得很重要。 PD的输入信号的形式是 Vin（t）=V（ ）coswt 这个公式在本中将约定俗成的使用，“ ”符号指的是包络域的时间，它是幅度的标号（orders），比RF域的时间t要慢。于是从PD中得到的预失真信号将会是 Vp’（t）=b1V（ ）coswt+b3[V( )cos(wt+φ3)]3+b5[V( )cos(wt+φ5)]5+b7[V( )cos(wt+φ7)]7 上式中射频域的偶数项已经被摒弃了，由于假定的系统的带限特征。由于同样的原因，可以进一步简化5.4式，即继续去掉无用的部分，除了落入射频带宽内的项，得到 现在，我们把它带入PA特性式 得到 有必要提出所有的V3V5项。这包含了一些具体的工作。可以使用现在的数学软件，这里就不详细说了。 三阶项很容易看出来 因此为了去掉所有的三阶项，在任何电平V ，这个表达式必须为零。并且令线性项归一化，因此三阶预失真系数为 直觉上这个结果可以扩展到应用相位效应。 五阶项为 进一步的扩展和带限，使线性归一化使上式简化为 这个式子设为零来消除带内的五阶失真，得到b5和φ5的关系。 仔细的提取反正切可以得到b5和φ5。 很显然，上面的过程可以扩展到任何更高阶的情况，无论是PAPD还是两者。这个分析中的关键问题已经可以驾驭了。低阶的解可以先提取，高阶的可以跟进。因此， 反解的Voltera级数是一条很重要的基线，这条基线可以用来确定综合预失真器的初始方法。对于数字和模拟预失真都适用。 我们现在重新分析PA/PD的组合相应，同样用5.2节的例子，不同的是使用更实际的PA和PD,包括更高阶的相位效应。我们定义PA的特性是，a3=0.1，Ψ3=150°，a5＝0.2, Ψ5=170°(a1=1),在图5.7中功率扫描。注意现在IM3不是一条直线；在高的驱动电平，五阶效应开始主导IM3,IM3响应趋向于5：1。 例子1：PD只有匹配三阶 对于这个例子，我们仅仅令b3=0.1, Ψ3=-30° 图5.7图示了双载波直到1－dB压缩点的响应，包括PA以及PD/PA的组合。这个画面和前面考虑的例子一样。PD消除了3：1的IM3元件，但是残余了5：1的IM3。当然，这个例子中IM5没有提高，因此没有画出来。使用更现实的PA模型来研究PD的相位Ψ3的敏感度。图5.8出示不同Ψ3的效应。我们看到了和我们直觉想象的冲突。不正确的Ψ3在所有电平都导致了IM3抵消的提高，除了在驱动高电平端没有影响，在高端相位效应已经可以观察到了。 图5.7五阶PA；三阶匹配的PD/PA组和响应 图5.8 PA的相位角对PD/PA校正的影响 从数学角度说，这个结果不令人吃惊。两个幅度相同，方向不同的矢量相减就可以得到这个结果。在基波的相位效应中，微弱的线性项就可以在任何驱动电平淹没三阶相位差分。然而，在这里的所有的低的驱动电平IM3信号都有稳定的Ψ3相位偏移。 例子2：匹配的三阶和五阶PD 使用（5.7）的结论，我们得到b3=0.1, Ψ3=-30°,b5=0.221, Ψ5=-13。 图（5.9）图示了校正前的PA和校正后的PA.如同估计的，IM3只剩下残余的7：1曲线。这就表明三阶和五阶的失真已经被成功的清除，但是七阶的失真被留下来。IM5将图示7：1的特性。两个PD的例子都表明相位的敏感性。 这是一种理想的结果，假定不仅PD的参数可以精确的实现，而且 PA自身也可以通过Votlera级数在需要的动态范围建模。但是它设定了一个目标，为预失真的设计写好的菜单。 图5.9五阶PA(虚线)；五阶匹配的组合PD/PA响应 例子3：不匹配的PD 很显然，这是一个比较大的范围（scope）来描述PD效应，包括不匹配的或者没有完全匹配的。这种情况导致陷波IM响应，比如图5.5已经图示的。正如前面已经讨论的，IM陷波在指定的功率电平是有效的（POSSIBLE），虽然在这种情况下，相位效应会减少IM3功率扫描的陷波深度。在例子2和例子3之间还有灰色区域，那就是PD特性很接近，但是没有精确的等于理想值，这种例子代表了很多实际的应用。 上面的例子分析是通过简单的双载波信号的环境 。在给PD设计的应用和结果下结论之前，很有必要用更复杂的多载波信号来评估PD的性能。为了达到这个目的，使用计算机技术来产生这个信号，依次实施PD、PA，在输出端对信号进行不要的频谱处理。有许多商用的CAD工具能完成这个任务，但是计算的详细过程本节给出来。在现代通信系统中这样做的更大的问题是大量的信号环境。在目前的讨论中似乎很恰当使用多载波信号描述PD的性能。多载波信号对PA设计者来说是最大的挑战。它们都有很高的峰均比，频谱失真依赖于多载波效应产生的AM,超过任何的单载波的AM。 因此，我们现在对三个例子采取其他的方法（pass），加入一定的电平来观察输出频谱。 例子1：匹配的三阶PD PA:a3＝0.1，Ф3＝150°，a5＝0.2，Ф3＝170° PD:b3＝0.1，Ψ3＝-30° 图5.10图示了两个16载波频谱扫描，为了给出清晰的重叠效应，连续的扫描是移位的。第一次扫描图示了PA自身，工作在接近1－dB压缩点。这就移位着驱动电平将从相应的压缩点电平回退10dB。重叠的第二个扫描表明信号进一步压缩了6dB。这使得三阶和五阶IM产物分开，但是值得注意的是这种区分与双载波的信号是不一样的。靠近的三阶产物有大量的五阶产物，因此在3：1和5：1之间呈现出回退的曲线（slope）。 图5.10 多载波PD/PA频率响应，三阶和五阶失真 图5.11图示直接比较了三阶匹配PD的扫描曲线盒未失真的PA扫描曲线。正如以前双载波预想的，1dB压缩点的提高非常的小，五阶互调产物显示出很大的提高，这是由于三阶预失真加在了三阶功放上所致。功率回退的时候画面有很大的提高。在低功率电平输入的时候，三阶效应开始发占主导作用，这时候匹配的三阶预失真的效用（benefits）更加明显。 5.11多载波PD/PA频率响应（6dB的PBO） 例子2：匹配的三阶五阶PD. PA:a3=0.1,Ф3=150°,a5=0.2,b5=0.221, Ψ3=-13° 图5.12图示了与图5.11相同的功率/频率扫描，它们的不同之处是包括了五阶的匹配PD。 更高的驱动电平（这里到1dB压缩点）表明，三阶互调产物有很大的提高，尽管五阶产物会提高。这种五阶的提高是由五阶PD产生的七阶效应，它会产生7：1的回退。这体现在6dB回退的扫描中，这个扫描也体现了所有的可见的失真产物的减少。 5.12多载波PD/PA频率响应；匹配的五阶PD 例子3：陷波器 图5.13图示了匹配的PD和陷波器的重要差别，陷波器旨在单一的驱动电平产生抵消。在多载波的环境中，陷波器看起来没有吸引力，因为它产生的抵消只在单一的IM偏移频率和单一的功率电平的条件下产生。 5.13具有陷波器的多载波PD/PA频率响应（不同的PBO分别为-3dB,-6dB,-9dB） 5.4 预失真功能的实现：介绍 5.3节的结果表明对于给定特性的PA，预失真功能能够用数学函数推导出来。实际上，给定PA的特性不能被Voltera技术精确描述，即使包括相位角。不幸的是，在效率提高技术中，这种缺性越来越明显。效率和线性的折中是一种天然的属性，它们仅仅联系在一起。尽管高阶的非线性在功率的高端扮演着很重要的角色，但是三阶和五阶的校正能带来IM和频谱扩展的很大减小。另一个很讨厌的东西是，不同的实验环境会使PA的特性参数变化。这个话题在第三章中讨论过，也引出了一个问题，实际上在某些应用中很有必要，预失真项目可以适应变化的信号环境。在描述实现PD功能不同的方法的时候，认识到使用外部信号改变、修改PD参数是很重要的。 很明显的是，在高速的DSP时代，如果PD失真功能能够被数学定义，它的应用的最明显的方法是使用DSP硬件和适当的软件算法。然而，仍然考虑可能应用模拟器件的项目。它们的优缺点将在下面的章节中并行的考虑。但是总体的结论是，合成的方法应该是提升主要优点的最好方法：速度、模拟的简单、DSP算法的精确。 无论是DSP还是模拟的，从本质上有两种基本的方法。它们在图5.15所示。第一种方法，在图5.15a，描述的是传统的模拟预失真，使用了物理上非线性的器件。这个器件，通常由一到数个二极管组成，为了达到最好的PD的近似，不得不进行“剪裁”。另一种方法在图5.15b中。其中，PA的输入有增益和相位调节器，它们的调节可以通过测量先前的非线性特性。这个调节器需要两维的驱动信号来执行这个任务。 图5.15 预失真分类(a)非线性元件(b)矢量调制器 产生了这些驱动信号的过程，处在一个动态的信号环境，而且开创了几个PD的次分类，在近几年中他们形成了大量的私人产品和专利。大部分都有这样的假设，增益压缩和相位效应是当前包络幅度的函数。正如第三章讨论的，这个假设是很近似的，而且忽略了记忆效应。记忆效应是指，幅度和相位失真也依赖域最近的包络幅度。基于这种假设的对于一些应用能得到很好的性能，记忆效应在开环线性项目中造成了最终的限制。DSP的方法当然包括了除了基本的预失真以外，还实现了包括记忆效应的适当算法。 5.5模拟预失真 模拟预失真形成了两个重要的子分类。最简单的预失真器，通常由几个二极管组成，合成的预失真器，原则上合成了需要的非线性特性，使用分立的部分形成不同的失真级别。最简单的PD依赖于选择或者剪裁PD的非线性来匹配或者抵消PA非线性。综合的PD不是很熟悉的概念，它将是这节的焦点。 简单的模拟预失真电路在文献中有很多。它们主要利用非线性的阻性元件作为压控的电阻，比如二极管，FET沟道。它的特点是低驱动高衰减，高驱动低衰减。这个原理的衰减特性如图5.16，在低电平的插损和增益扩张之间有一个折衷。在构造这种电路的时候，找到一条使整流的dc不会降低这种响应的路径很重要。这种简单PD电路的主要优点是它们工作得飞快，能够处理的时间小于一个射频周期。因此，图5.17这种更复杂的配置代表了在简易、性能、信号带宽之间的折衷。图中PIN用作控制元件，通过感应信号强度的检波器来驱动。检波器输出的必要的幅度调整和相位偏移是驱动PIN所必需的，折通常需要包含一个运算放大器，因此牺牲了数阶幅度响应的速度。 5.16简单串连二极管增益扩张器 5.17具有输入峰值检测的PIN二极管衰减器 这种类型的简单PDs的典型性能与前面几节讲述的不匹配的预失真器有些类似。通常，调节PD设置在1dB附近来抵消PA增益压缩。这会导致在相同连续波RF驱动电平下双载波测试的IM特性会出现陡然的空白区。正如5.3节讨论的，当时用更复杂的测试信号的时候，这个很深的凹陷区趋向于填充。但是这些简单的PD设备仍然有用，甚至有价值，在一些应用中，比如使用电池的手持设备RFIC。一个限制这些应用的主要因素是，需要精确调整来定位凹陷区。这种调整在高容量的应用中是不想要的，而且过分依赖于开环技术，会产生有限制和有风险。 具有讽刺意味的是，这种简单的PD电路竟然错误的定位在应用于整个预失真场合。对于足够回退的PA，它们能够提供精确的三阶特性，因而能够减轻DSP控制器的精度。这种有价值的特性被忽略的原因之一是需要匹配正确的Volterra相位角。甚至10º的误差就可能抵消掉任何低电平的校正。这种简单PD的相位性能不是作为首选。通常，伴随的相位效应预失真特性能够通过变化的串连或者并联的电抗来修正。但是超过1GHz的信号，这种设计过程会被表贴器件的封装电抗所限制。还有，RFIC的设计者在这个领域有更广阔的空间。 RFIC预失真器的一个有趣的可能性是使用具有平顶特性的电阻的饱和特性，而不是作为非线性特性的二极管。GaAs平顶二极管的特性如图5.18所示。它具有饱和MESFET的I-V特性，但是没有栅压控制。这样的一个元件，并联一个50Ω的传输线，它在低的射频输入射频信号时显示出低的阻抗，而驱动电平飞进饱和区时转入高得多得阻抗。发生转变的驱动电平可以通过设置适当大小（dimensions）的电阻，相移也可以通过设置一个并联的电容来设置。 5.18 平顶电阻预失真器（a）无栅FET的IV特性虚线（b）低噪声封装的FET特性曲线 所有上面的预失真设备有很大的限制。我们需要的真正的方法是，对于一个给定的PD特性，它可以综合，就是使用非线性设备在每个实际的设计中，它的特性不必精确的调整。使用这个关键步骤的一个重要的概念如图5.19。输入信号信号分成两路，输出端180°相移的合成。一路含有非线性元件，另一路包含可变的衰减器和一个能够消除线性元件的延迟线。合成器出来的输出信号，带限饱和的，现在包含了与输入信号的三阶、五阶等成比例的的元件。用数学项表达，如果输入信号是v(t),那么上一路将产生的信号是： 下一路的第二个信号是 于是输出180°合成器（balun）将形成这两个输入的不同，使得输出信号是 这个信号的关键点是，失真项能够被比例修正，原始的未失真的输入信号能够独立的移相。他们当然不能分别缩放（对于三阶、五阶），但是对于实际的目的，设置驱动电平使得只有三阶相很重要是可能的，预示至少三阶失真相可以被隔离。对于这些原因，这个设备有时候被称作“立方器”。确定的给予这个概念的模拟实现被广泛的应用，通常都申请了专利，来产生DSP时代的基于多项式的预失真函数功能。它承受了前馈系统的第一个环的一些相似性，但是实际上是一个简单得多得硬件。尤其是，一阶得消除过程不必精确到前馈系统所需的。 使用这种类型的立方器，从原则上说可能建立如5.3节讨论的理想的匹配的预失真器。真如图5.7所示，这样有用和具有坚固的特性的设备只是在压缩区由于需要更高阶的校正而达不到目标。基本如图5.20所示。输入信号被一分为二，一部分是PA输入的主要信号线，另一部分是立方器的输入。立方器的输出和给主PA的输入信号混合，它之前是幅度和相位调整元件。预失真器的关键是立方器的输出的幅度和相位控制可以用来设置三阶预失真的系数。这可以使用任何类型的非线性元件。需要对指定的非线性设备进行剪裁已经不需要了。 复合的预失真特性很只得实际的描述。图5.21图示了一个简单的背靠背二极管限幅器的原理图，硬件实现是使用FR4测试板和一对SMT肖特基二极管。测试的功率扫描曲线如图5.22。显然，这种设备具有压缩特性，不是这种配置的候选器件，因为作为一个预失真器需要增益扩张。压缩特性和相位扫描的确显示了与PA相似的特性。如果把这个设备先经过立方器进行抵消，如图5.20所示。第一级的抵消很容易通过一对功分器和适当的增益和相位修正来实现。结果得到的功率扫描曲线如图5.23。仔细观察光滑的2：1增益曲线，一直到6dB的回退表明实现良好的三阶非线性。相应的相位角是稳定的135°。这个从立方器输出的信号现在可以任意的缩放和相移来给任何PA进行精确的三阶校正。 应当指出的是，也存在一些实际的不便之处，否则它就是一个有前途的好办法。合成器和功分器会产生很大的插损。这是一种折衷。立方器输入输出的低的耦合系数导致了低的主路衰减，但是非线性元件还是需要在低驱动功率范围有需要的性能。功分器和合成器至少会在主路产生6dB的插损，而且通常的损耗会达到7-8dB。这对于一个多阶的HPA通常不是一个问题，但是在低成本的片上应用就就是一个问题。温度和老化效应也不得不考虑。 这里仍然存在这样一个问题，那就是立方器的输出端的更高阶的非线性，它通常与PA不匹配。一个可能的途径是考虑立方器中非线性元件的使用，非线性元件的特性与PA匹配。与寻求PA非线性特性的逆相比这似乎是一个简单的问题。不幸的是，回忆5.7中的结果，五阶PA非线性系数的简单的相位倒置，不是正确地五阶PD系数。因此，使用很小的外围器件，或者PA输出晶体管的小部分作为立方器的非线性元素，理论上是不能接受的方案。 图5.24图示了一个包含三阶和五阶非线性项分离的可能实现方法。这个信号现在分为两个信号分别进入一个立方器。一个通过高的驱动电平设置以致产生比另一个高得多得五阶信号。通过适当的幅度缩放，然和合成来抵消三阶市政信号在每一个立方器的输出，另一个输出抵消掉五阶信号。每一个失真信号现在能够幅度缩放和相移。这种设备在原则是推荐的，但是没有详细的描述。尽管DSP现在能够提供一个更逻辑的途径来实现更复杂的非线性算法，但是模拟途径的天生的速度仍然使它占有一席之地。 实现图5.24的实际系统的一个困难是在变化的信号和环境中，可变衰减器和相位设置的寿命。弹工的寿命只有几分钟，这种夜寐太容易忽略了。手工实现的前馈环也是如此。但是系统需要仔细，和自适应的软件监视系统，在相同的项目下考虑不同的线性化系统才是合理的。另一个问题是硬件的复杂性，它试图对输入信号执行模拟计算。这种计算，原则上使用DSP简单，但是同样一个公平的比较。这个失真的过程很快，使用细心设计的RF元件，可以获得RF载波10％的带宽是可实现的。一个DSP系统，实现要把信号转化为可以计算的形式，然后重建修改信号来形成最后的输出。使用告诉的DSP器件，数字化路径很块变成了受欢迎的方法，但是需要认识到的是根本的预失真任务是一样的。 使用立方预失真器能得到一个稳定线性化性能，使用一个微波硬件，也只消耗很少的能量。它的难度在于，在回退到三阶效应占主导的靠近载波失真的功率电平，产生精确缩放和相移三阶校正信号。响应的EVM的提高也可以获得。这种设备在预失真设计中代表了一个重要的步骤，从简单的传统的二极管扩张器。使用模拟预失真，同时使用DSP自适应，相比于传统的DSP校正的方法，应该是有优点的。 参考图5.15，输入增益和相位的调节是一个完全不同的方法，反问前面章节对PD的详细数学分析是合理的。主要的是，在每个应用的RF信号电平调制器综合了整个PD响应。Volltera特性变回了增益相位对射频信号电平特性。因此得到调制驱动电平的一个方法是，使用已经确定的PD响应作为算法来评估需要的相位和增益调节。然后，把这些数字转化为响应的驱动信号给调制器是很有必要的，这就可以有一个笛卡儿坐标而不是极坐标的驱动输入。这个过程的下一步几乎都包括基于调制器原始特性的LUT的使用。问题是，这种类型的预失真器是否应该简单的使用LUT，它包括PA失真需求和调制器的驱动信号作为唯一的复合表路径来提供RF驱动电平的适当密度。这样的基于LUT的线性化的方案已经有大量的文献描述，也形成了一些商用线性PA产品的基础。关于LUT的使用和编辑将在这节讨论。当然可以建议读者可以参考其他资料来获得关于这个论题的DSP其他方面更为详细的论述。 不使用数学方法，仅仅看看一些简单的数字拉能确认图5。15两种预失真方法的同一性。显然，如果PA运行在1－dB压缩点和10°的相位效应，传送适当的信号给调制器，产三减少1个多dB,同时也引入了输入相移大于10°，这时候PA呈现出过激励输入。显然，和前面章节一样，会有一个不可返回的点，阿就是说PA增加的压缩不允许任何的提升电平来获得输出的适当的线性电平。但是如果回退几个dB,预失真调制过程会变得比较容易，幅度和相位的校正会接近增益压缩和AM-PM值。 PBO即使还处在较低的电平，一个不同的问题出现了。使用dB的校正量变得很小，控制信号的精度相应地变得很大。这个问题图示在图5.2中，使用一个简单地三阶PA非线性。在10dB的回退点，压缩是0.1dB,20dB的回退点，压缩是0.01dB。于是为了使线性过程在10－20dB的回退范围有效，测量精度应该使0.001dB。如果幅度调制器假设有简单的对数衰减驱动特性，那么就是说对于5dB的电平是0－5V的驱动电平，0.001dB的精度需要14位的DAC。这样的器件是有的，但是有速度的限制。还有问题就是调制器的设备是否需要保持这个水平的精度。 应该注意的是，其他的应用，比如微波功率计中的检波二极管，他的电平的行为已经足够接近于期望值。校准基于器件的物理特性，简单模拟器件达到相同的精度成本要比DSP小。或者说，简单的复合的三阶立方器，能足够匹配PA,在足够的回退区域它的性能不差于甚至优于DSP控制。这个线性化的方面少有认注意，原因是在这个电品范围，失真和EVM在要求值范围。这就提出了综合使用模拟器件和DSP的问题，而不是简单的使用矢量调节。这样的安排，本应该有更多的内在的预失真行为，尤其是在低电平。在高电平，DSP的优化能够被用于设置幅度和相位元件来适配变化的信号和环境。 一个更传统的方法，就是使用LUT来驱动输入调制器，如图5.25所示。值得注意的是，输入信号延时的使用原则上说能够补偿处理检测环节的延时，从这个意义上说，DSP的速度没有限制整个预失真系统。这样的一个设备将也会遇到其他形式的预失真设备同样的局限性。尤其是，扩大的AM-PM效应将限制线性化的范围。正如本章中讨论过数次的，校正信号为了达到预失真作用，它包含了很多基带的谐波。这就需要一个比产生原始信号更高要求的数据转换器了。我们已经讲过，一直到1dB压缩点，一个精心设计的预失真系统相比于没有失真的系统，能够从很大程度降低ACP和EVM。但是，又很多实际的问题限制了达到设计的性能。为了减少在某些例子中的重复，限制如下： （a） LUT表要么是物理上或者隐含在适当的算法之中。最后去物理的PD控制线的驱动信号不得不包扩驱动元件的特性。 （b） LUT或者是计算的工作负载，将会低得多，这就会修改进入的信号，而不是重建的信号。重建的途径变得可行的要求是：采集完全的发射信号，预失真能够作为基带一部分。 （c） 理想预失真器中的预失真信号会有很多基带的谐波。实际上，这就意味着DSP要工作在超过原始信号几个级数的速度上。在多载波系统中，需要的频率项可能比最大载波间隔的幅度还要大。 （d） 一个简单的静态的功率扫描，即测量增益压缩和AM-PM，既不会有足够的精度，甚至都不能代表动态信号条件。这个问题将会成为独立预失真系统发挥有效性的根本限制。 （e） 任何输入输出的适配的将会严重影响LUT的值。最后的PA线要完全与外部的适配隔离。为了位置一个不便的阻抗环境，任何内部的用来更新LUT的切换也同样要隔离。 （f） 2.LUT表的长度。长度问题引发了比如PA漂移、温度效应和相关环境问题的讨论。实际上，长度问题的影响还不如改变信号条件的影响大。在AB类的功放设计中，热耗散与驱动随驱动信号而变，PA设计应该考虑这个额外的问题。这种变化在信号环境变化的时候，将随不同的时间度量而改变。前面使用的试验数据表明，即使包络的速度是10KHz，一些之后和非对称就会在AB类功放中出现。但对是在更长的时间刻度中，时间平均的功率耗散可能会产生增益的相位的变化，这就表现为额外的ACP。这样的变化只能通过使用动态的LUT更新系统来实现。原则上，热效应有定义的物理起始点。动态热效应行为进入熟悉的电子非线性模型之后，需要建立这些变化的数学算法。 3.输入包络的感应。输入包络的动态感应是一个琐碎的事情，相比于采育何种形式的预失真。实际上，当信号持续的出现的时候，这可能变成一个真正的问题。传统的包络检波器在接受精度和接收的RF周期数之间有一个折衷，来决定最后的检波输出。这种折衷变得更加的困难，当信号和RF载波频率靠近的时候。一个多载波的信号，中心频率1GHz，带宽10MHz将对检波器是一种挑战。包络幅度测量系统需要校准，这就并入了LUT之中。使用的检波器的时候要小心，防止大功率测量范围热效应引入磁滞。 考虑到以上问题，一个校准和基于LUT的预失真系统的保持看起来很吸引人，而且在第四张中已经简要介绍了。图5.26图示了PA 可以在模拟矢量包络反馈预失真和DSP预失真这两种线性化方法之间的切换。增益和相位调节器件对于两种线性环是共用的，，预示DSP能够动态的保存、监视、校正驱动信号，同时反馈部分执行线性化任务。这里的关键问题是，DSP的LUT能够使用动态的校准信号，这个信号足够慢使环路延迟对线性程度的保真度有可以忽略。这种形式的校准，可能局限于几十个KHz信号带宽，从来也不会提供一个同样基于静态LUT好的多的LUT数据组。通常的操作是直接使用LUT来得DSP驱动。这种用法的速度主要局限于DSP本身的速度。不幸的是，这种系统如果PA显现出记忆效应，就会不稳定，尽管仔细的选择有代表性的测试信号会减缓这种限制。这样混合的组合，包括校准和闭环模拟更新的DSP驱动校正系统，将表现出广阔的前景。 如果是这样一个相对简单和方便的DSP校正系统，需要重新正确的考虑基于DSP校正的算法，如图5.27所示。DSP处理器的功能是用来评估一个适当的算法，这个算法基于瞬时的包络幅度，以得到一个适当的校正驱动给矢量调制器。这似乎是一个比LUT慢的多的过程。实际上，这可能是LUT能够占据现在的学术期刊的一个原因。但是开环系统的优势是，信号本身能够在DSP计算中延迟。软件不得不写入的是：计算时间对所有的信号和校正电平近似为常数。基于系统和LUT的根本区别可能仅仅是几个给算法的参数。当然在现在的MCPA中，有必要使用足够多的级数（本章使用的都是三阶和五阶）来获得更高的精度。但是即使参数在10－20，自适应控制也会出现比大LUT更多的管理问题。而且，算法会包括滞后和记忆效应。 随着DSP速度的提升，这种技术将在线性化技术中扮演越来越重要的角色，这是勿庸置疑的。 第 1 页 共 21 页 第 21 页 共 21 页 _1255254835.unknown