高频-第3章 高频谐振放大器(4)高频功放状态分析及高频效应

nullnull第 3 章 高频功率放大器 3.2.2 高频谐振功率放大器的工作状态 3.2.3 高频谐振功率放大器的外部特性 3.4 高频谐振功率放大器的实际电路作业： 3-8、3-9null1. 谐振功率放大器的动特性 动特性是指当加上激励信号和接上负载时，集电极电流ic与集电极电压uce的变化关系.它是由晶体管的输出特性曲线和负载线共同决定。3.2.2 高频谐振功率放大器的工作动态null当放大器工作于谐振状态时，它的外部电路关系式为uBE= –Eb+Ubcost uCE= EC–Uccost消去cost可得，uBE= –Eb+Ub另一方面，晶体管的折线化方程为ic = gc(uBE–E’b)得出在ic–uCE坐标平面上的动态特性曲线(负载线或工作路)方程：（4.3.19）负载线的斜率为 ，截距为null 图中示出动态特性曲线的斜率为负值，它的物理意义是： 从负载方面看来，放大器相当于一个负电阻，亦即它相当于交流电能发生器，可以输出电能至负载。 用类似的方法，可得出在ic –uBE坐标平面的动态特性曲线。电压、电流随负载变化波形 令 uCE= EC ， 为图中Q点（ ic为负值）， 再令ic = 0时，为图中的P点。null Uc、ic随负载变化的波形如图所示，放大器的输入电压是一 定的，其最大值为Ubemax，在负载电阻RP由小至大变化时，负 载线的斜率由大变小，如图中123。不同的负载，放大器 的工作状态是不同的,所得的ic波形、输出交流电压幅值、功 率、效率也是不一样的。三种工作状态：① 欠压状态---B点以右的区域。在欠压区至临界点的范围内，根据Uc=RpIc1，放大器的交流输出电压在欠压区内必随负载电阻RP的增大而增大，其输出功率、效率的变化也将如此。2. 高频功放的工作状态null② 临界状态---负载线和ubemax正好相交于临界线的拐点。放大器工作在临界线状态时，输出功率大，管子损 耗小，放大器的效率也就较大。③ 过压状态 放大器的负载较大，在过压区，随着负载Rp的加大，Ic1要下降，因此放大器的输出功率和效率也要减小。电压、电流随负载变化波形null1. 功率放大器的负载特性 什么是负载特性呢？ 即EC、Eb、Ub不变时， 与负载之间的关系。 在其他条件不变(EC、Eb、Ub为一定)，只变化放大器的负载电阻而引起的放大器输出电压、输出功率、效率的变化特性称为负载特性。电压、电流随负载变化波形3.2.3 高频功放的外部特性 外部特性指的是放大器的性能随外部参数变化的规律（关系）。 包括负载特性、振幅特性、调制 特性、调谐特性。null 过压状态的优点是，当负载阻抗变化时，输出电压比较平稳且幅值较大，在弱过压时，效率可达最高，但输出功率 有所下降，发射机的中间级、集电极调幅级常采用这种状 态。负载特性曲线 欠压状态的功率和效率都比较低，集电极耗散功率也较大，输出电压随负载阻抗变化而变化，因此较少采用。但晶体管基极调幅，需采用这种工作状态。null 临界状态的特点是输出功率最大，效率也较高，比最大效率差不了许多，可以说是最佳工作状态，发射机的末级常设计成这种状态，在计算谐振功率放大器时，也常以此状态为例。负载特性曲线 掌握负载特性，对分析集电极调幅电路、基极调幅电路的工作原理，对实际调整谐振功率放大器的工作状态和指标是很有帮助的。null2. 高频功放的振幅特性 振幅特性是指放大器电流、 电压、功率及效率随激励信号 振幅Ub的变化特性。 Ub变化，但EC、(-Eb)、Rp不变或(-Eb)变化，但EC、Ub、Rp不变，这两种情况所引起放大器工作状态的变化是相同的。因为无论是Ub还是Eb的变化，其结果都是引起uBE的变化。由 uBE= -Eb+Ubcost uBEmax= -Eb+Ub 当(-Eb)或ub由小到大变化时,放大器的工作状态由欠压经临界转入过压。nullUb变化时电流、功率的变化null3. 高频功放的调制特性 调制特性是指放大器的偏置直流电压改变时，输出的高频信 号的振幅随之变化的特性。分为基极和集电极调制特性。（ 1）集电极调制特性----EC变化时对工作状态的影响： EC由小变大，负载线向右平移，状态由过压进入欠压，EC变化时对工作状态的影响null 在欠压区内，输出电流的振幅基本上不随EC变化而变化，故输出功率基本不变；而在过压区，输出电流波形出现凹陷，振幅随EC的减小而下降，故输出电压也随之下降。 在过压区中输出电压随EC改变而变化的特性为集电极调幅的实现提供依据；因为在集电极调幅电路中是依靠改变EC来实现调幅过程的。改变EC时，其工作状态和电流、功率的变化如上图所示。（2）基极调制特性 在欠压区，电压、电流随（-Eb）变化明显，调制特性显著。null4. 高频功放的调谐特性 调谐特性是指当谐振回路失谐时，放大器的电流、电压、 功率及效率随之变化的特性。利用调谐特性，可以指示放大器 是否处于谐振状态。 当回路失谐时，无论实感性 还是容性失谐，阻抗的模制要减 小，且有相角φ，工作状态会发 生变化。 （1）若原来处于弱过压区，当 失谐时，由于阻抗模值变小，根 据负载特性，此时会向临界或欠 压区变化，使Uc减小，Ic1、Ico 增大。Ico变化较为明显。故可依据Ico的变化作为调谐指示。 特别注意：失谐时直流功率增加，而输出功率因cos φ而减 小，集电极功耗迅速增加，长时间可能损坏管子。调谐时，可 用降低Ec或减小激励的办法避免损坏管子。谐振功率放大器的工作状态调整：谐振功率放大器的工作状态调整：思考题：已知谐振功率放大器工作在过压状态，欲将它调整到临界状态，应改变那些参数？不同的调整方法所得到的输出功率是否相同？null 谐振功率放大器的计算 谐振功率放大器的主要指标是功率和效率。以临界状态为例：1)首先要求得集电极电流脉冲的两个主要参量ic max和导通角集电极电流脉冲幅值 ic max null 电流余弦脉冲的各谐波分量系数0(c)、1(c)… n(c)可查求得，并求得个分量的实际值。3) 谐振功率放大器的功率和效率直流功率：PO=Ic0 EC交流输出功率：集电极效率：null4) 根据可求得最佳负载电阻：在临界工作时，接近于1，作为工作估算，可设定=1。“最佳”的含义在于采用这一负载值时，调谐功率放大器的效率较高，输出功率较大。 可以，放大器所要求的最佳负载是随导通角改变而变 化的。小，则Rp大。要提高放大器的效率，就要求放大器具有大的最佳负载电阻值。 在实际电路中，放大器所要求的最佳电阻需要通过匹配网络和终端负载(如天线等)相匹配。临界状态的计算公式临界状态的计算公式当ωt=0时，uce=ucemin,uBE=uBEmax因此，icmax=Scucemaxucemax=icmax/Scr集电极电压利用系数ξ=Uc/Ec=(Ec-ucemin)/EC=1-(ucemin/ Ec) =1-(icmax/ScEc)由于 P1=1/2UcIc1=0.5ξECIcmaxa1(θ)所以 Icmax=2P1/ξEca1(θ)因此，有null例3-1 某高频功率管工作在临界状态，通角为70，输出功率为 3W，EC=24v,Eb=-0.5v,所用高频功率管的临界饱和线斜率SC =0.33A/V,转移特性曲线斜率SC=0.8A/V,E’b=0.65v,管子能安全 工作。试计算：P0、η、Ub以及负载阻抗的大小。解：（1）(2) ICO=icma0(θ)=0.158 A po=IC0EC=3.79w IC1=icma1(θ)=0.273A pC=P0-P1=0.79w η=P1/P0=79% 或 =ξγ/2=0.921x(a1/a0)/2 =0.921x0.273/0.158x2=0.796% RLCr=UC/IC1=ξEc/0.273=0.921X24/0.273=82欧姆（3）Ub=icm/(1-cos θ)S=1.19v Eb=E’b-Ubcos θ=0.24vnull3.3 晶体管功率放大器的高频效应一、概述 用折线法分析高频功率放大器时要引入相当的误差，低频时误差还是允许的。但随着工作频率的提高，由于晶体管的高频特性及大信号的注入效应而引入的误差将更大，严重时，使放大器无法工作。 一方面应该考虑晶体管基区少数载流子的渡越时间、晶体管的体电阻(特别是rbb的影响)。饱和压降及引线电感等因素的影响；另一方面，功率放大管基本工作在大信号，即大注入条件下，必须考虑大注入所引起的基极电流和饱和压降增加的影响。上述的这些影响都会使放大器的功率增益、最大输出功率及效率的急骤下降。null二、基区渡越时间的影响 在高频小信号工作时，渡越角是以扩散电容的形式来表示基区渡越时间的影响的，由于信号的幅度小结电容可等效成线性的。而在大信号高频工作时，必须考虑其非线性特性。 高频情况下功放管 各电极电流波形为什么发射极电流出现负脉冲呢？这是由于少数载流子在基区渡越时间所引起（基区内的空间电荷储存效应）。 1、当发射结电压由正变负时，基区内的非平衡少数载流子来不及扩散到集电极，又重新推斥回发射极，形成负脉冲。同时频率升高后，增加了通过发射结电容的电流，使基极电阻上的电压降增加，因而结电压下降，也使主脉冲的高度降低. 正脉冲的通角与频率无关，负脉冲的通角为。 2、集电极电流峰值点落后于发射极电流脉冲峰值点的角度0 ，这是由于发射极到集电极的渡越时间引起的。直到渡越结束，集电极电流才下降到零。null 在工作频率很高， 渡越角在0=10~20时。发射极电流ie 随着工作频率提高，存贮在基区中的载 流子由于输入信号vb迅速向负极性变化而返回发射极，因 而ie出现反向脉冲，管子的导通角加大，工作频率越高,ie 反向脉冲的宽度就越大，幅值也越高，导通角也越扩展。(2) 集电极电流ic 峰值滞后于Ie 的峰值二者差一渡越角0，ic 导通角也由低频时的 c增大到c+20，峰值下降。高频情况下功放管 各电极电流波形(3) 基极电流ib 由于ie出现反向脉冲，根据 ib= ie– ic，所以ib也出现反向电流脉冲，渡越角增大，负脉冲也增大，使平均值电流（直流）减小，平均值甚至变负。同时正脉冲幅度增大，使基波电流增大。null 1、ic的导通角加大，将使电压增益下降，使功率管的效率大大降低； 2、基极基波电流Ib1的加大和集电极基波电流下降，将使激励功率增加，这会使放大器的功率增益降低，这种现象将随工作频率升高而加剧。高频情况下功放管各电极电流波形null三、晶体管基极体电阻rbb的影响 当频率增高时，已经证明基极电流的基波振值Ib1是迅速增加的，这表明b–e间呈现的交流阻抗显著减小，因此rbb的影响便相对增加，要求的激励功率将更大，这会使功率增益进一步减小。四、饱和压降Vces 大信号注入时，功率管的饱和压降将增大，在高频工作时，集电极体电阻也要提高，致使饱和压降进一步增加。例如: 当f=30MHz时，实测某管的Vces=1.5V， 当f=200MHz时，Vces则可大到3.5V。 Vces的增加，会使功率放大器的输出功率、效率、功率增益均减少。null五、发射极引线电感的影响 在更高频率工作时，要考虑管子各电极引线电感的影响，其中以发射极的引线电感影响最严重，因为它能使输出输入电路之间产生寄生耦合。 一般长度为10mm的引线，其电感约为10–3H，在工作频率为300MHz时，感抗值约为1.9，若通过1A高频电流，则会在此感抗上产生约1.9V的负反馈电压。这种负反馈当然会使输出功率及功率增益下降，并使激励增加。null1. 集电极馈电电路 根据直流电源连接方式的不同，集电极馈电电路又分为串联馈电和并联馈电两种。3.4.1 直流馈电电路3.4 高频功率放大器的实际电路 管外电路由二部分组成：直流馈电电路和滤波匹配网络null串馈电路 指直流电源VCC、负载回路(匹 配网络)、功率管三者首尾相接的一种直流馈 电电路。C’、L’为低通滤波电路，A点为高频 地电位，既阻止电源VCC中的高频成分影响放 大器的工作，又避免高频信号在LC负载回路 以外不必要的损耗。C’、L’的选取原则为 1/ C’ ＜回路阻抗R’1/(50~100) ωL’＞1/  C’ (50~100)(2) 并馈电路 指直流电源VCC、负载回路(匹配网络)、功率管三者为并联连接的一种馈电电路。如图L’为高频扼流圈，C1为高频旁路电容，C2为隔直流通高频电容，LC、C1、C2的选取原则与串馈电路基本相同。null (3) 串、并馈直流供电电路的优缺点 在并馈电路中，信号回路两端均处于直流地电位，即 零电位。对高频而言，回路的一端又直接接地，因此回路 安装比较方便，调谐电容C上无高压，安全可靠；缺点是在 并馈电路中，扼流圈LC处于高频高电位上，它对地的分布 电容较大，将会直接影响回路谐振频率的稳定性；串联电 路的特点正好与并馈电路相反。Vcc、L’、C’均处于高频低电位，分布电容不会影响回路。缺点是回路处于直流高电位，电容动片不能直接入地，安装调试不方便。null2. 基极馈电电路基极馈电电路也分串馈和并馈两种。 基极偏置电压VBB可以单独由稳压电源供给，也可以由 集电极电源VCC分压供给。在功放级输出功率大于1W时， 基极偏置常采用自给偏置电路。null1. 级间耦合网络 多级功放中间级的一个很大问题是后级放大器的输入阻抗是变化的，是随激励电压的大小及管子本身的工作状态变化而变化的。 这个变化反映到前级回路（即级间耦合回路），会使这回路的等效阻抗变化，工作状态发生变化。此时，若前级工作在欠压状态，则由于负载的变化，其输出电压将不稳定。 对于中间级而言，最主要的是应该保证它的电压输出稳定（处于过压状态），以供给下级功放稳定的激励电压，而效率则降为次要问题。4.3.2 输入/输出匹配网络目的：（1 ) 保证传输到负载的功率最大，即要求阻抗匹配；（2）滤波作用； （3）波段匹配，要求方便改变波段。null对于中间级应采取如下措施：1) 使中间级放大器工作于过压状态，使它近似为一个恒 压源。2) 降低级间耦合回路的效率。回路效率降低后，其本 身的损耗加大。这样下级输入阻抗的变化相对于回 路本身的损耗而言就不显得重要了。中间级耦合回路 的效率一般为k=0.1～0.5，平均在0.3上下。也就是说，中间级的输出功率应为后一级所需激励功率的2～10倍。即 null2. 输出匹配网络 输出匹配网络常常是指设备中末级功放与天线或其他负载间的网络，这种匹配网络有L型、型、T型网络及由它们组成的多级网络，也有用双调谐耦合回路的。 输出匹配网络的主要功能与要求是匹配、滤波和高效率。 高频调谐功率放大器的阻抗匹配就是在给定的电路条件下，改变负载回路的可调元件，将负载阻抗ZL转换成放大管所要求的最佳负载阻抗Rp，使管子送出的功率P0能尽可能多的馈至负载。这就叫做达到了匹配状态，或简称匹配。null 下图所示的匹配网络具有电路简单、容易实现的优点，不足之处是电路的品质因数Q值很低(通常Q＜10)，因此电路的滤波特性很差，所以在实际的发射机中，常常选用T型或型网络作匹配之用。 L型匹配网络L-2型L-1型调节Q值使之匹配，并使XL=XCnull 下图是两种形网络是其中的形式之一(也可以用T型网络)。图中RL代表终端(负载)电阻，RP代表由RL折合到左端的等效电阻，故接线用虚线表示。 形网络若即使Q2远小于1，即Rs=RL 也无法满足匹配（Rp＜Rs）。null 下图是两种形网络是其中的形式之一(也可以用T型网络)。图中R2代表终端(负载)电阻，R1代表由R2折合到左端的等效电阻，故接线用虚线表示。 T型网络null 最常见的输出回路是复合输出回路，如图所示。图中，介于电子器件与天线回 路之间的L1C1回路就叫做中介 回路；RACA分别代表天线的辐 射电阻与等效电容；Ln、cn为 天线回路的调谐元件，它们的 作用是使天线回路处于串联谐 振状态，以获得最大的天线回 路电流iA，亦即使天线辐射功 率达到最大。复合输出回路(为了简化电路，省略了 直流电源及辅助元件L、C、C等) 这种电路是将天线(负载)回路通过互感或其他形式与集电极调谐回路相耦合。null 可以看到：两种输出网络，从晶体管集电极向右方看去，都应等效为一个并联谐振回路，如图所示。等效电路由耦合电路的理论可知，当天线回路调 谐到串联谐振状态时，它反映到L1C1中 介回路的等效电阻为因而等效回路的谐振阻抗为null 改变M(晶体管电路由于元件小，实现可变M是较困难 的，这时里为了便于说明问题，因而仍采用了改变M的讲 法)，就可以在不影响回路调谐的情况下，调整中介回路的 等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。 耦合越紧，即互感M越大，则反映等效电阻越大，回 路的等效阻抗也就下降越多。null为了使器件的输出功率绝大部分能送到负载RA上就希望 反射电阻r>>回路损耗电阻r1 衡量回路传输能力优劣的，通常以输出至负载的有效功率与输入到回路的总交流功率之比来代表。这比值叫做中介回路的传输效率k，简称中介回路效率。null 从回路传输效率高的观点来看，应使QL尽可能地小。但从要求回路滤波作用良好来考虑，则QL值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，QL值一般不应小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。故有:本 章 小 节本 章 小 节1. 高频谐振功率放大器电路可以工作在甲类、乙类或丙类状态。 相比之下丙类谐振功放的失真度虽不及甲类和乙类大，但输出功率大、效率高，节约能源， 所以是高频功率放大器中经常选用的一种电路形式。 2. 丙类谐振功放效率高的原因在于导通角小，也就是晶体管导通时间短，集电极功耗减小。 但导通角θ越小，将导致输出功率越小。 所以选择合适的θ角，是丙类谐振功放在兼顾效率和输出功率两个指标的一个重要考虑，综合考虑θ=70°作为最佳导通角。 3. 折线分析法是工程上常用的一种近似方法。 利用折线分析法可以对丙类谐振功放进行性能分析，得出它的负载特性、放大特性和调整特性。null4. 丙类谐振功放的输入回路采用自给负偏方式，输出回路有串馈和并馈两种直流馈电方式。 为了实现和前后级电路的阻抗匹配，可以采用LC元件，微带线和传输线变压器几种不同形式的匹配网络，分别适用于不同频的和不同工作状态。 5. 谐振功率放大器属于窄带功放。 宽带高频功放采用非调谐方式，工作在甲类状态，采用具有宽频带特性的传输线变压器进行阻抗匹配，并可利用功率合成技术增大输出功率。