短波接收机
FMMC3362,
MC145152
.
,
10.7MHZ,
;MC145152
,,,
,;
BF982,,
; 4*4122*32
, DS12887SRAM,
;DC-DC,
,.
?1?
.
1.:
根据题目的要求,提出几种系统
:
(1).():
该方案采用PLL频率合成器产生本振的一次变频技术.输
入回路把接收到的信号送入混频器,和PLL产生的第一本振
混频,经中放调谐放大后送到鉴频器鉴频,然后把解调后的信
号经音频功放推动扬声器.
本方案的主要特点在于系统结构简单,易于实现. 但本方
案不易达到题目要求的某些指标,如镜像抑制比.
?2?
(2).(如下图):
此方案不同于方案一之处在于采用二次变频技术,这样相对方案一来说可以明显提高镜像抑制比.由于采用二次变频,还可利用其变频级的增益,提高整机的灵敏度. 并利用D/A产生的直流电压自动调整输入回路中心频率 ,兼顾了高放增益
与带宽的矛盾.
(3).(如下图) :
本方案由于采用DDS技术产生本振信号,可以获得很高的
频率稳定度,采用这种方案可以大大改善系统性能,如台调谐频率可精确步进、系统选择性、频率稳定度、等指标都可以
做得很高.但系统复杂,不易控制,实现起来技术难度较大.
?3?
2.
综合考虑以上三种方案的优缺点、难度和可实现性,我们
选择了方案二.
系统总原理图如下页:
.
1.信号带宽的计算:
设载频信号为: u(t),Ucos,tCc
u(t),Ucos,t调制信号为: ,,则,该调频波可以描述为:
?4?
,(t),,,ku(t) cf,
式中kf为调频波的调频灵敏度.该调频波的最大相偏mf
,,f,mmm,,f,Fm
3KHz,,31KHz
式中?fm 为最大频偏,Fm为调制信号中最高频率分量.接收机的带宽BFm为:
,,B,2m,1F,8KHzFmfmax
故接收机的频率步进 ,f,8KHz我们选频率步进为4KHz.
2.:
本题采用超外差式FM接收机,这种方式能使接收机的
性能得到改善,但同时混频器又会给接收机带来干扰问题.理想情况下,混频器的输出只有输入信号F
c与本地振荡的频率Fl混出的中频分量Fc-Fl或Fl-Fc,而实际中还有其它的许多频率
分量也会经混频器输出,这就有可能产生下面的干扰: (1).信号与本身的自身组合干扰.有公式:
(p,q是非负整数) fp,1c,fp,ql
?5?
当Fc/Fl(或者说变频比)一定时,并能找到合适的p,q就会形成干扰,而阶数越小,干扰越严重(p+q>1).在接收频带一定的
情况下,提高中频可以减小这种干扰的数目和阶数. (2).外来干扰与本振的组合干扰.这种干扰是由混频器的非线
性而形成的假中频.
p1f,f,fjllqq
如果干扰频率F
j 满足上式,就能形成干扰.式中, Fl由接收的信号频率决定,用 f,f,flci
pp,1代入上式,可得 f,f,fjcl
qq
这一类干扰主要有中频干扰,镜像干扰及其它副波道干扰.
影响本
的主要是镜像干扰.
设混频器中F
l>Fc,当外来干扰频率Fj= Fl+Fi时,Uj与Ul 共同作用在混频器的输入端,也会产生差频Fj-Fl=Fi,从而会在接收机输出端听到干扰电台的声音.
对于Fl
分析,为保证得到大于20dB的镜像抑制比,综合考虑系统的复杂性和可实现性,把系统的第一中频定为实
际中常用的10.7MHz.
同时,我们选择二次变频方式,第二中频选择了常用的
455KHz.
(2).PLL频率合成方式.如果将锁相环中的VCO作为接收机的本振,则本振的频率稳定度将与PLL参考频率的稳定度相同,由于PLL的参考频率一般用晶体振荡器产生,所以这时本振将达到晶体的频率稳定度,可大大提高整机性能,且易与在单片机控制下实现频率步进扫描.预置电台,存储电台等多种功能.基于PLL频率合成器的方案有诸多优点,故我们选用了这个方案.
?7?
三.方案的实现
1. 输入回路的选用
为获得较好的选择性,同时满足阻抗匹配,提高灵敏度,在
输入端加上输入回路,该部分一般完成选频放大,阻抗匹配的功能.
(1).无源选频网络.右
图是一个简单的调谐回
路,它实际上是一个带通
滤波器.本题要求的接收
范围是8-10MHz,带宽为
2MHz,设中心频率为
9MHz,则Q=f
0/Bw=4.5,这样低的Q值会使整机的选择性变差.
(2).三极管调谐
放大器.
右图是一高频
调谐放大器的典型
电路,这种用双结型
?8?
晶体管高频放大器是最基本的高频小信号放大器,通常以谐振回路或耦合回路作负载,也称调谐放大器或谐振放大器.这种电路简单,选择性好,但这种电路易受负载影响,工作稳定性较差.
(3).双栅场效应管调谐放大器
下图是双栅场效应管调谐放大器,用这种双栅场效应管
作高频小信号放大器具有较高的稳定增益,并有较低的噪声,它的第二栅极
(G2)对高频是短
路的,相当于两
个场效应管作共
源-共栅级连,使
放大器的稳定性
大大提高.双栅
管的跨导G
m是随着G2直流电压的变化而变化的,可用来控制放大器的增益.
根据以上分析,我们决定采用稳定性较好的双栅场效应
?9?
管放大电路作输入回路,这样既有较高的稳定性又有较好的
选择性.
2.收音部分
(1).以MC3362组成的调频接收电路
下图是以MC3362为核心的接收电路.MC3362是一片低功耗窄带、调频接收芯片,其片内包括振荡器,混频器.正交检波器,表头驱动电路,及载波检测电路.芯片特点如下: .完整的双变频系统;
.输入带宽宽;
.工作电压
低,2.0—7.0V;
.功耗电流小:电源电
压为3V时,其典型值
为3.6mA;
.灵敏度高;
如图所示,经输入回路选频放大后的信号经0.01μF电容耦合至1脚第一本振输入端经0.1μF电容耦合至22脚同PLL
?10?
产生的本振信号混频,产生10.7MHz的差频.
后经10.7MHz窄带滤波器滤除谐波分量后送入17脚混频器的输入端,同3,4脚产生的第二本振混频,产生455KHz第二中频.此第二中频经455KHz陶瓷滤波器窄带滤波后,经第7脚送入限幅器限幅,后经调谐于455KHz的正交线圈正交解调,解调后的音频信号经去加重电路后由13脚输出.
MC3362还提供接收信号强度指示器.10脚的输出电流的大小指示了接收电台的强弱.通过在10脚接一个200K的电位器,可以把这一电流信号的转换为电压信号后送至比较器,并从11脚输出低电平信号,低电平表示已接收到电台信号. MC3362的第一混频器增益为18dB,第二混频器增益为21dB.考虑到滤波器的衰减,实际的电压增益约为30dB左右.
由于采用10.7MHz的第一中频,故一中频输出滤波器采
用10.7 MHz陶瓷滤波器,输入回路采用自适应中心频率窄带
高放.故在8~10MHz频段内镜像抑制能力强,设计指标完全可以实现.
3.本振部分:
?11?
锁相频率合成技术是本机的关键技术之一.为了满足高中频方案的要求,利用PLL提供18.7~20.7MHz的本振信号,同时根据题目要求,要使显示载波频率的误差?5KHz,就必须使PLL的分辨力10KHz,而分辩力越高显示就越精确.为此,本机选用了PLL的频率分辩力为4KHz.
根据公式: f,fNr0
其中 f
r为频率分辩力, f0为PLL的输出频率,N为分频比.可知,本机要求PLL至少能提供5175的分频比.同时由于系统方案
要求输出
的最高频
率为
20.7MHz,
一般锁相
环内置分
频器无法
满足上述
要求,为此要加上前置分频器以提高PLL的工作频率,但是这又引入一个问题是加前置分频器就会降低PLL的分辩力.因
?12?
此为满足不改变频率的分辩力的同时提高PLL的输出频率,本机采用吞脉冲技术.其原理框图如下:
其关键
技术是加
前直双模
分频器,频
合内有两
个相关的
计数器A和
N且N>A.
其工作原理是当开始计数时A和N同时计数,前置分频器工作在?V+1模式,当计数器A溢出时,控制前置分频器以
?V模式工作,同时令自身停止计数,当计数器N溢出时,令前置分频器以?V+1模式工作,同时时计数器A和N重新置数,并开始新的计数.
分频比公式如下:
本机选用了MOTOROLA公司的MC12016(?40/?41)D,V,N,A
?13?
前置双模分频器及MC145152锁相环芯片构成吞脉冲频率合
成器.
MC145152芯片已集成了参考分频器,鉴相器和两个计数器,并采用并行码输入易于和单片机接口,且提高了响应速度.
VCO部分:
为简化DC-DC设计,本机放弃了常用的高电压VCO电路,根据变容二极管的特点,采用西勒振荡器的形式,采用这种
形式的振荡器的好处是:电路容易起振,只需较低的压控电
压即可满足频率范围内的要求。
同时为了提高VCO的负载能力及减少负载对VCO 的影响,我们采用后接射随器,此时分两路信号,一路去前置变
模分频器,另一路去混频器作第一本振。
环路滤波器(如右图):
这是PLL中的重要部
分,它对环路参数调整起着
决定性的作用.本机采用二
阶有源比例积分滤波器为环路滤波器.
?14?
其中R1R2和C由右式决定 k,k,,vcorW,,(10,r,1000)nN,C,Rr1其中ωn为自由谐振角频率,,,R,C2n,,2ξ为阻尼系数,kФ是鉴相器,2,,fmk,VC,O,V增益,kvco为VCO增益,N为
Vcck,,2,反馈环总分频比.
为了确保能锁定所需频率,同时捕获时间不太长,本机PLL的环路参数选取r=30, ξ=1,N=5175.
同时为了滤除相位噪声,在主滤波器前为RC副滤波器,副滤波器的截
止频率远小于
主滤波器.
控制部分:
如右图所
示,为了减少
PLL对系统资
源的占用和控制时间,本机采用两片27C64分别存放计数器N和A的分频数,用一片82C55输出地址码,即可同时往
?15?
MC145152中送A和N.可快速准确的完成搜索任务,大大减轻了系统软件的负担和确保锁定时间.
4.控制系统
控制系统、协调系统的其它各部分.主要实现控制PLL频率合成器,用串行D/ATLC5620自动改变第一本振频率,从而实现自动控制输入回路中调谐放大器的中心频率并自动搜
索电台的功能.
本机采用液晶显示器和键盘作为人机交互系统,4*4键盘用来控制系统的各功能的
选择,
由液晶显示当前系
统的工作信息及键盘的部
分功能说明(采用中文菜单
形式).开机后进入主界面(右上图),工作在上一次关机时的电
台, 电台信息的保存利用了实时钟芯片DS12887, 同时利用它实时显示时间, 提高了信息存取的效率.
?16?
系统的工作主界面如上
图所示:
右图为按下自动搜索键
后的界面.
若当前工作的电台没信
号时系统就会提示.
本系统采用菜单选择,提供了良好的人机交互界面,并
且有帮助显示.
软件流图如下图所示:
5.
?17?
本系统还用单电源供电,采用MAXIM公司生产的DC-DC变换芯片
MAX752进行电源变换
给系统供电. MAX752的
工作原理图如右图所示.
其带负载的启动电压为
3.0V为可以用电池进行
供电.由于它是PWM工作模式,工作的开关频率为170KHz,使得输出的纹波比较容易滤掉,同时保证了转换的高效性,效率达87%.为了屏蔽其辐射采用铁盒封装,用穿芯电容与外围连
接.并且利用MAX705进行电源监控(3.0V电源监测).
6.
考虑到题目要求音频
最大不失真输出功率?100
mW,同时音频放大器能够
尽量与系统用同一组+5V
电源,故选用能+5V供电最大不失真功率达350mW的LM386
?18?
作为音频放大器.
.:
1. :
XFG-7高频信号发生器,DT9202数字万用表,HP33120A信号源,HP54645D示波器,ZN2172交流毫伏表,8Ω负载电阻,CMC250频率计.
2.
(1).灵敏度
根据国家
,测试灵敏度必须在无外界电磁场干扰的
屏蔽室内进行,利用环形天线,通过仪器设备测量.由于条件所限,无法采用此方法.由此我们采用在要求的输出功率和输出
信号不失真的条件下,测试最小的输入信号.我们用HP33120A作信号源,外接一个40db衰减探头,接至接收机天线处,由大小逐渐减小输入调频波的幅度,直至接收机输出信号的失真度
大于10%.
?19?
测试数据如下表:
8.000 8.500 9.000 10.000 fi (MHz)
1.1 0.9 0.9 0.7 灵敏度(μV)
(2).通频带
用HP33120A信号发生器产生一要求的高频调频信号,并加一个40dB衰减探头,断开455K陶瓷滤波器的输出端,在输出端接一1K负载电阻,然后用交流毫伏表测量滤波器
的输出电压.当f
i改变4KHz时分别
电压值与f0的电压
值,并比较.
输入频率fi f0-4KHz f0 f0+4KHz 输出衰减 20dB 0 23dB 条 件 f0=9.000MHz
(3).选择性
在输出最大不失真功率条件下,断开455K陶瓷滤波器的输出端,在输出端接一1K负载电阻,然后用信号源产生一
频偏3KHz,调制信号为1KHz的小信号调频波,输出加40dB衰减.当fi= f0?10KHz时和fi=f0时比较,得出数据. 输入频率fi f0-10KHz f0 f0+10KHz 输出衰减 44dB 0 48dB 条 件 f0=9.000MHz
?20?
(4).镜像抑制比
用XFG-7高频信号发生器产生一8-10MHz的等幅波.经衰减合适后耦合至接收机天线处.接收机断开455KHz陶瓷滤波器输出,接一1K负载电阻,接收机调谐于该频率f1以后,
改变输入频率至f2,使f2 –f1=2fi=21.4 MHz,分别用交流毫伏表测量两次455K陶瓷率波器的输出电压.
f输入频率 1 f1+2fi
0dB 60dB 输出衰减
f条 件 1=8.000MHz
.
整机测试指标达到要求,但受竞赛场地实际电磁环境限
制,灵敏度,选择性,镜像抑制比的测试会因外界干扰而产生
一定误差.另外测试镜像抑制比的指标时用XFG-7产生29.4MHz信号,此时XFG-7频率稳定度会加大,影响测该参数量.
?21?