UPS+三电平逆变器开关管电压应力分析

UPS三电平逆变器开关管电压应力分析及实用解决办法 摘要：本文针对UPS三电平逆变器开关管应力问题分三种有特点的情况作了详细分析，并搭建试验平台验证分析结果，同时提出了简易实用的方法，在不过多损失效率，保证可靠性的前提下，使所有开关管电压应力满足降额要求。 1引言 由于在UPS高频机中，逆变器前端有PFC环节来稳定正负母线电压，再加上适当的控制算法，逆变器直流母线不平衡问题基本能得到比较有效的控制。目前，就设计一款高频高压大功率UPS逆变器而言，如何降低开关管的应力是决定该逆变器设计成败的关键问题之一。因此三电平逆变器拓扑的产生具有重大实用意义。相对于普通两电平逆变器而言，采用三电平拓扑，有很多理论和应用方面的优势：（1）、在相同的直流母线，并要求输出电压基波相同的情况下，三电平逆变器中的每个开关管仅承受在理论上讲普通两电平逆变器开关管电压的一半，并且三电平逆变器输出波形中谐波含量较两电平逆变器少；（2）由于开关管应力的减小，输出谐波的减少，从而减小了开关管的开关损耗，导通损耗，及滤波电感损耗，提高了UPS逆变器的效率。 但是，在实际应用过程中，由于每个器件参数的不完全一致，电路中存在着寄生参数，负载情况等诸多因素的影响，三电平逆变器开关管实际工作过程中存在大于1/2母线电压的电压应力。高的瞬间电压导致选择开关管的电压等级必须提高；开关管开关损耗增大；严重的时候开可能产生桥臂直通现象导致炸机等严重事故。因此，设计三电平逆变器，开关管应力必须严格控制在开关管所能承受的最大电压的80%以下。 要解决应力问题，首先必须分析清楚开关管应力产生的原因及在各管的分布，才能有针对性地采取有效的措施对其加以抑制。本文将结合在一台（试验逆变模块的参数）上的实际测试波形及数据，详细分析该UPS三电平逆变模块的应力情况，并向在文章最后推荐了几种降低开关管应力的工程方法。 2 UPS三电平逆变器开关管电压应力分析 三电平逆变器模块单相拓扑结构如图1所示。图2所示为该电路各开关管驱动波形及工作过程中输出电压与电感电流波形,开关管均为MOSFET。在三电平电路中，以单相输出电压正半周为例，即MOSFET管Q2常通Q4常断，Q1,Q3互补开关的过程结合输出电压与电感电流的关系，分以下几种在逆变器实际工作过程中可能出现的状态分别进行分析： 图1三电平逆变器单相拓扑图 图2. 三电平逆变器开关管驱动信号即对应输出电压、电感电流波形 1）当输出电压与电感电流均为正且电流值较小时，如图2中t1—t2区间。开关管Q1由开通状态转换为关断后，此电感电流由＋BUS(Q1的等效输出电容CQ1－>Q2->L续流，如图3所示,图中CQ1为开关管等效输出电容。这个过程中，O点电位逐渐降低，如果降低至与N点同电位时，箝位二极管D1将导通，电感电流通过D1 、Q2通路续流如图4所示。但是由于电流值很小，Q1关断过程中等效输出电容CQ1的电压上升很慢，桥臂O点电位由＋BUS下降也很慢，甚至还没有降到N等不到D1导通，死区时间就已经结束，Q3开通，桥臂中点电位由比N电位高的值迅速通过Q3->D2拉低到N。由于这个过程中Q2管处于长开状态，Q1管S端电位迅速降为N，＋BUS电压加在已经撤去驱动的Q1上，Q1被迫关断，这个过程所产生的所有电压冲击几乎由Q1独自承担。 图3逆变电路通过Q1管等效输出电容CQ1续流状态图 这个过程中死区时间越短，电感电流越小，则Q1 VDS在Q3开通之前建立的越不充分，在Q3开通瞬间其值越小，那么Q3开通时Q1管VDS由该较小值直接越变到+BUS值，其越变幅度越大，承受冲击电压越大，电压应力也越大。反之，则电压应力会较小。 Q3开通后，桥臂O点电位被Q3、D2通路拉至N后，电流经D1，Q2续流，直到Q3关断，如图4所示。Q3管在关断过程中没有电流通过，属于零电压，零电流关断。 图4 逆变器电路通过D1和Q2续流时电流流向图。 当Q1再次开通时，D1中电流迅速减小，电感电流迅速换流到Q1管，桥臂O点迅速电位上升到+BUS。此时Q3 VDS从0开始建立起+BUS大小的电压。Q1开通得越快，则D1反向恢复时间越短，Q3 VDS电压建立得越快，对Q3冲击越大。 2）当输出电压与电感电流均为正且电流值较大时，如图2中t3—t4区间。Q1关断后很短时间内与t1—t2区间相同，电感电流由＋BUS(Q1的等效输出电容CQ1－>Q2->L续流，如图3所示。与t1—t2区间过程不同的是：由于电感电流较大，O点电位在死区时间结束之前，即Q3导通之前降低至与N点同电位，箝位二极管D2导通。此时，Q1完全关断。Q1正向阻断建立的时间取决于电感电流的大小，电感电流越大，则完全关断时间越短。 此过程中Q3开通时，因电感电流已经开始通过D1、Q2通路续流，桥臂中点O已经为N电位，Q3开通到关断全过程中均无电流。此时Q3管属于零压开通、零流关断。 Q1再次开通过程与t1—t2区间段相同，在此不另作分析。 （3）当输出电压与电感电流不同向，以输出电压为正，电感电流为负时为例作以下分析，此过程如图2中t5—t6区间所示。Q1管闭合之前由于MOSFET管反向导通阻抗远小于其反并联二极管，因此，电流不会由反并联二极管通过，此状态下电流流向如图5所所示。 Q1关断后，电感电流无论多大只能从L->Q2->Q1反并联二极管－>＋BUS通路流过，桥臂中点O点电位为+BUS不变化，Q1 VDS被二极管嵌位至0。该过程如图6所示。直至Q3开通时将桥臂电压通过D2迅速拉到N，电流通过D2续流，Q1 VDS由0V迅速跃变到+BUS大小的电压。在此过程中，若Q3开通时间越短、反向的电感电流越大则Q1反并联二极管反向恢复过程所受到的冲击越大，导致Q1承受的电压应力越大。 图5输出电压与电感电流反向时逆变器电流路径图 图6输出电压与电感电流反向Q1关断后电流路径图 Q3开通后，电流经D2续流，至Q3关断时，电流又被迫从D2转移到Q1、Q2的反并联二极管，将Q1,Q2电压降为0，此过程越快，Q3电压建立越快。Q1再次开通（零压开通），电流流向不变。 4）电压负半周情况即Q1管常开，Q3管常闭，Q2、Q4两管交替开关状态类似以上分析，在此不作累述。 由以上分析中可看出，三电平逆变器开关管应力主要来源于以下两种情况：（1）开关管反向导通后电流路径因其互补管的开通发生换流，导致开关管两端电压发生迅速变化，二极管反向恢复，产生很大的电压应力，这时的开关管两端电压值会迅速由0V跃变道直流母线电压值，或在电压负半周情况下由负母线电压。此状况主要来源于内管的关断对于外管应力的影响（2）开关管闭合后因其互补管的导通导致管两端的电压迅速变化，这时的开关管两端稳定后电压值跃变幅度会略小于前一状况。 3 应力问题的解决办法 结合上面对三电平逆变器应力产生机理的分析可以认为，减小开关管应力可以从如下两方面着手：1）避免开关管反向二极管的导通，从而避免其反向恢复所产生的应力。2）减缓两内管开通速度，给两外管充分的建立关断后电压的时间。 以以上两点为原则有如下几种工程上常用的减小开关管应力的方法： 1） 设计吸收电路。该方法对电压应力的抑制效果好，但设计成本较高，并且不可避免地会造成一定的能量损耗，提高效率比较困难。 2） 采用新的控制策略。如文献[n] 中所介绍的根据监测到的输出电感电流的的大小对逆变器采用两种不同的控制策略。例如在Q1管关断时，为避免Q3开通突然拉低桥臂中点造成的冲击电压，采用了Q2,Q3交替通断的方法，用Q2分担了Q1所承受的电压冲击。但是，该方法控制策略复杂，可靠性较差。 考虑到开关应力最恶劣的情况出现在桥臂外管反并联二极管导通时，内管突然开通，使外管导通的反并联二极管快速恢复的过程，即开关应力产生的第三种情况。那么，我们降低开关管应力的方法主要是：1）选择了反并联二极管恢复性能较好的MOSFET管，使得反向恢复速度较快，产生应力较小；2）减缓内管开通速度，使外管有更长的时间建立关断后的电压。 该方法实现起来比较简便，对控制部分造成影响小，可靠性高，并能圆满的解决应力问题。同时，因为仅仅减缓了内管的开通速度，造成的整个逆变模块的效率损失不是很大，完全可以通过其他办法进行弥补。 4 试验结果 为了验证本文对于三电平逆变器开关管应力产生机理的分析，我们试验UPS逆变器模块硬件参数如下： 直流母线电压800V；额定输出功率6KVA；47N60CFD，47N60C3 MOSFET a Q3VDS 最大464V b Q1VDS 最大575V 图7 改进前空载时Q1,Q3管电压应力 CH1-Q1VDS CH2-Q3VDS 200V/div 50nS/div 图8 改进前满载时Q1管电压应力 CH1-Q1VDS CH2-Q3VDS 200V/div 50nS/div 图7所示为改进前空载情况下Q1与Q3电压应力，由图可以看出Q1管的应力状况较Q3管明显要差很多。因此解决应力问题着重关注两外管。图8为满载情况下Q1管的最大应力，可以达到595伏，对于额定600伏的MOSFET开关管，严重超出要求降额的80%即480V的要求. a 电感电流1A b 电感电流0.4A 图9 输出电压电感电流均为正方向且电流值较小 CH1-Q1VGS CH2-Q1VDS(200V/div) CH3-Q3VGS CH4-IL 20V/div 500nS/div 图9所示为输出电压与电感电流同向，且电流值较小时，Q3管开通对Q1VDS,Q1,Q3驱动波形，及电感电压的影响。a中电感电流为1A，Q3开通时Q1 VDS已经建立到了380V，而b图中电感电流大小为0.4A,Q3开通时Q1 VDS才建立到了180V。通过两种情况的比较，可以明显看出电感电流较大时Q3开通，Q1管漏源电压几乎接近正母线电压，电压跃变很小，遭受的电压冲击也小得多。 a 电感电流4A b 电感电流6A 图10输出电压与电感电流均为正方向且电流值较大 CH1-Q1VGS CH2-Q1VDS(200V/div) CH3-Q3VGS CH4-IL 20V/div 500nS/div 图10为输出电压与电感电流同为正方向，且电流值较大的情况。该情况下，Q1VDS很快达到母线电压。电感电流已经开始通过箝位二极管续流，Q3开通对Q1VDS影响不大。a图中Q1关断时电感电流为4A，Q1从驱动开始下降到完全关断需要610ns；b图中Q1关断时电感电流峰值为6A，Q1从驱动开始下降到完全关断需要280ns。由此可以认为，Q3开通驱动信号给到500nS左右可以达到比较好抑制Q1管电压应力的效果。而作为外管的Q1,Q4两管的开通驱动信号可以更快一些，以减小开关管的开通损耗。 CH1-Q1VGS CH2-Q1VDS CH3-Q3VGS CH4-IL 20V/div 图11电压电流反向 图11为输出电压与电感电流方向相反。此种情况下，Q1 VDS完全由Q3开通被迫关断，由0V直接跃变到400V电压，这是开关管电压应力最恶劣的状态，这种状态下瞬时电压尖峰在满载情况下最高可达到594V。对于额定600V的MOSFET，这是不可以接受的。 图12改进后内管驱动波形开通过程 500nS/div 图12为改进后的内管驱动波形开通过程,到达高电平平台所用时间为500nS。 图13为改进后应力波形 5 结论 本文着重分析了UPS三电平逆变模块单相桥臂开关管应力产生的详细过程，得出结论认为。就开关管通断相互影响情况下产生的电压应力而言，UPS三电平逆变器外管电压应力状况较之内管更为恶劣。并针对该电压应力最恶劣情况出现在外管反并联二极管续流内管开通强拉桥臂中点点位置0，使反向二极管快速关断并反向恢复情况下，提出减缓内管驱动信号开通速度，给开关管较长的应对电压越变恢复时间；并对外管使用反并联二极管性能更优越的47N60CFD管的改进。减小了开关管应力，并最大程度的保证了该逆变器的高效率。 参考文献 _1265479591.vsd � � � � � � � � � Q1 Q2 Q3 Q4 L D1 D2 O +BUS N -BUS _1265698710.vsd � � � � � � � � � N Q1 Q2 Q3 Q4 L D1 D2 O +BUS N -BUS C _1265698825.vsd � � � � � � � � � Q1 Q2 Q3 Q4 L D1 D2 O +BUS N -BUS C N _1265698870.vsd � � � � � � � � � Q1 Q2 Q3 Q4 L D1 D2 O +BUS N -BUS C N _1265698673.vsd � � � � � � � � CQ1 O � +BUS N -BUS N Q2 Q3 Q4 L D1 D2 _1265455564.vsd U IL t1 t2 t3 t4 t5 t6 ugVQ1 ugVQ2 ugVQ3 ugVQ4