高速ADC_前端设计的挑战和权衡因素

© 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com 转换器模拟输入：高速 ADC 前端设计的挑战和 权衡因素 作者：Rob Reeder 简介 关于模数转换器(ADC)前端设计，首先必须声明：它是一门 艺术。如果日常工作中不在实验室动手操作，不注意放大器 和变压器（巴伦）的最新技术趋势，那么前端设计，特别是 高频(>100MHz IF)下的前端设计可能非常困难。大部分设计 人员都会把数据手册或应用笔记的设计作为起点，但相对于 设计人员真正要实现的目标，这些设计所提供的信息可能并 不完整。这篇文章的意图不是要给出一个关于高速 ADC 前 端设计的“公式”，而是要说明，利用变压器或放大器优化 设计时有许多因素需要权衡。转换器及其拓扑结构有许多类 型，本文针对的是采样速率为 10MSPS 或更高的缓冲型和无 缓冲（开关电容）型高速流水线架构。前端是确定转换器接 收并采样的信号或信息质量的关键部分。在设计中，如果对 这最后一级重视不够，则会对应用的性能产生不利影响。通 过了解前端设计的权衡因素，设计人员可以采样一些或所有 这些方法来帮助开发基带、带通（即超奈奎斯特频率）或宽 带转换器应用的高性能前端。 了解前端要实现的目标 首先考虑转换器前端设计需要实现哪些目标。这一点再怎么 强调也不过分，因为许多设计欠缺这方面的考虑。大多数转 换器的选择依据是采样速率、全功率带宽、功耗、数字输出 拓扑结构、通道数和其它相关特性是否适合特定应用。其中 的大部分特性被认为是转换器的额定限制。例如，如果采样 速率超过转换器的最大采样速率，则会对性能产生不利影 响。因此，我们假设在所有情况下，转换器均在时钟规格和 其它任何额定规格的范围内工作，转换器不是前端设计过程 的限制因素。 选定 ADC 之后，就必须了解在系统设计规定的条件下，设 计高性能前端时需要注意的基本要素。人们发现，对于所有 转换器前端设计，有七个参数至关重要，它们是：输入阻 抗、VSWR、通带平坦度、带宽、SNR、SFDR和输入驱动电 平。当设计人员权衡各种因素以优化设计时，这些参数可以 起到指导作用。 输入阻抗是设计或负载的额定特征阻抗。大多数情况下，它 为 50 Ω。但在某些情况下，可能会呈现不同的设计。使用变 压器时，输入阻抗负载指原边的整个变压器耦合网络，包括 转换器。使用放大器时，阻抗负载仅指放大器的输入端。放 大器输出与转换器输入之间的匹配以其它方式完成，通常包 括抗混叠滤波器(AAF)。无论何种情况，都可以使用不同的 特征阻抗负载，并且应当匹配。设计的带宽越高，则这一特 性越重要。 VSWR（电压驻波比）是一个无量纲参数，反映的是在目标 带宽内，有多少功率被反射到负载中。此参数还与输入驱动 电平有关。如果网络的 VSWR 较高(>1.5)，则实现转换器满 量程所需的增益或驱动能力越高。同样，设计的带宽越高 （损耗越多），则这一特性越重要。 通带平坦度通常指额定带宽内容许的波动/纹波量。它可以是 纹波效应或 AAF滤波器的滚降特性。无论何种情况，这一参 数通常均用 dB（1 dB的十分比）示，它对于在目标频率范 围内设置整体系统增益十分重要，参见图 1。 带宽指系统所用的频率起点与终点之差，可窄可宽。带宽可 以位于基带(fsample/2)或者覆盖转换器的多个奈奎斯特区。 SNR（信噪比）要求由整体系统的噪声电平设计决定。一般 而言，前端设计的带宽越高，则 SNR性能越低，因为设计会 连续采样无用的宽带噪声。变压器或放大器与转换器之间通 常采用 AAF来实现最高的 SNR性能。 SFDR（无杂散动态范围）要求由整体系统的动态范围决定。 二次和三次谐波失真通常是系统的最大限制因素。务必认真 了解其中之一或二者是如何引入的，如果超出转换器本身的 线性度，则动态范围会严重受限。 输入驱动电平与带宽、输入阻抗和 VSWR特性有关。它设置 特定应用所需的系统增益，并高度依赖于所选的前端器件， 即变压器、放大器和 AAF，这使得驱动电平要求可能是最难 满足的要求之一。 图 1. 输入驱动电平/通带平坦度/带宽的定义 由于需要满足的参数如此之多，因此在展开新设计时，所有 参数都会从不同方面影响设计。权衡各种因素有时会非常困 难，令人不知所措。一种方法是使用电子表格或图表， RADAR 图是一种很好的可视化工具，如图 2 所示。在这类 © 2011 Analog Devices, Inc. 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RADAR图示例 带宽优先 开始新设计时，最先需要决定同时也是最重要的参数是带 宽。带宽为设计指明方向，引导设计人员开辟通往成功之 路。本质上有三类前端可供选择：基带型、带通或超奈奎斯 特（有时也称为窄带）型以及宽带型，如图 3 所示。具体选 择何种类型取决于应用。 基带设计要求的带宽是从 DC（或低 MHz 区）到转换器的奈 奎斯特频率。用相对带宽表示的话，这意味着大约 100MHz 或以下。这类设计可以采用放大器或变压器（巴伦）。 带通设计意味着只使用转换器带宽的一小部分，在高中频 时，只需要 20-60MHz 带宽。例如，中心频率可以低至 100MHz。如今，大多数情况下的中心频率位于 140MHz、 170MHz 或 190MHz。不过，市场显示出向更高中频发展的 趋势。本质上讲，设计人员只需利用转换器带宽的一小部分 就能完成工作。这种设计通常使用变压器或巴伦。不过，如 果较高频率下的 SFDR性能足够，也可以使用放大器。 宽带设计通常指需要全部带宽的设计。转换器能够提供多少 带宽，用户就会使用多少带宽。在三种设计中，这种设计的 带宽最宽，因而是最具挑战性的前端设计。这类应用的带宽 范围为 DC（或低 MHz 区）至+GHz 区。此类设计常常采用 宽带巴伦。 图 3. 基带、带通与宽带 在讨论下一部分之前，笔者想就带宽再多谈几点。注意，转 换器全功率带宽与转换器可用带宽是两个概念。全功率带宽 指基于数据手册所述的额定分辨率和性能，转换器精确采集 信号所需的带宽。它通常远远大于转换器的可用带宽（可能 是后者的 2 倍）。设计应围绕可用带宽展开。所有设计都应 当避免使用额定全功率带宽的某一或全部最高频率部分，否 则动态性能(SNR/SFDR)会下降，并且变得高度不确定。要确 定转换器的可用带宽，请参阅数据手册或联系应用支持。通 常，数据手册会规定能够保证额定性能的频率，甚至对此进 行过生产测试。 高速转换器类型 知道设计的带宽之后，接下来就需要选择转换器。本质上有 两类高速转换器可供选择：缓冲型和无缓冲型（即开关电容 型）。虽然有许多不同的转换器可供选择，但本文的所有应 用都是针对流水线架构而言，因为这类转换器采用高采样速 率，具有足够的分辨率，并且功耗合理。 常用的 CMOS 开关电容型 ADC 无内置输入缓冲器，因此其 功耗比缓冲型低得多。外部前端直接连接到 ADC 内部的开 关电容采样保持(SHA)电路。这会带来两个问题。第一，它 会在采样与保持两种模式之间切换，因此输入阻抗随着频率 和模式而变化。第二，来自内部采样电容和网络的电荷注入 会将少量信号（与高频成分混合，如图 4 所示）反射回前端 设计和输入信号，这可能导致与转换器模拟输入端相连的无 源元件发生建立错误。一般而言，当频率较低时 (<100MHz)，这类转换器的输入阻抗非常高（数千欧姆左 右）；当差分频率高于 200MHz 时，输入阻抗滚降至大约 200 Ω。输入阻抗的虚部或容性部分也是如此，低频时的电容 相当高，高频时逐渐变小到大约 1-2 pF。与这种输入结构匹 配是一个极具挑战性的设计问题，特别是当频率高于 100 MHz时。 © 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com 图 4. 时域电荷注入（单端）与频域电荷注入 这些输入端务必采用差分结构，尤其是对于频域设计。差分 前端设计能够更好地对电荷注入进行共模抑制，从而使设计 不受影响。欲了解无缓冲转换器的输入阻抗，请参阅转换器 的数据手册或网页。它可能是在单独的表格中或数据表中列 出。如果没有，请咨询制造商。 缓冲输入转换器更容易设计，不利的一面主要是转换器的功 耗更高，因为必须特别设计缓冲器以便具有高线性度和低噪 声特性。输入阻抗通常规定为固定差分 R||C 阻抗。它由一个 晶体管级进行缓冲，同时该晶体管级以低阻抗驱动转换过 程，因此电荷注入尖峰和开关瞬变显著降低。与开关电容 ADC 不同，输入端接电阻在整个模拟输入频率范围内几乎无 变化，因此驱动电路的设计容易得多。图 5 为缓冲型和无缓 冲型 ADC的内部采样保持电路的原理示意图。 图 5. 无缓冲型与缓冲型 ADC 转换器的选择可能很难，如今的大部分设计都力求功耗更 低，因此设计人员往往采用无缓冲型转换器。当高线性性能 至关重要而功耗相对不重要时，通常使用缓冲型转换器。应 当注意，无论选择何种转换器，设计频率越高，则前端设计 越困难。单靠选择缓冲型转换器并不能解决所有问题。不过 在某些情况下，它可能会降低设计复杂性。 放大器抑或变压器？ 知道带宽和转换器之后，下一步就应当选择前端拓扑结构： 放大器（有源）还是变压器（无源）。二者各自的利弊说来 话长，同时也取决于具体应用，不过希望下面的几点说明有 助于正本清源。放大器会增加前端设计的噪声，并需要电源 （消耗功率）。其好处是放大器不像变压器一样与增益带宽 相关，而且一般具有固定的输入和输出阻抗。通常来说，电 压增益型变压器的可用带宽比 1:1 型低得多。而对于放大 器，当采用或需要更大增益时，带宽只有略微降低。在通带 区域内，放大器一般具有更好的增益平坦度。变压器则不 然。变压器属无源器件，不增加噪声，也不消耗功率。然 而，变压器可能存在对称性挑战，引起杂散问题。注意，变 压器远非理想器件。如果使用不当，其寄生效应可能会降低 任何设计的性能，特别是在较高频率(+100MHz)时以及在电 压增益下使用时。 使用放大器而不是变压器的主要理由是前者能够获得更好的 通带平坦度。如果这一特性对设计至关重要，则放大器产生 的变化更小，在整个频率范围内通常为±0.1 dB。变压器的响 应起伏不定，如果必须使用并且平坦度很重要，则可能需要 进行“精密调整”。放大器的另一个优势是具有良好的驱动 能力。变压器不适合驱动 PCB上的长走线，它主要用于与转 换器直接相连。如果系统要求将“驱动器/耦合器”放在远 处，或者放在不同的板上，那么强烈建议使用放大器。 直流耦合也可能是使用放大器的一个理由，因为变压器本身 是交流耦合的。虽然巴伦可以耦合直流，但不推荐使用巴 伦，因为在铁芯上提供偏置可能会改变其特性，导致前端性 能下降。如果 DC 是应用所用频谱的重要部分，那么目前可 以考虑的一些放大器包括 AD8138和 ADA4937等。放大器还 能提供动态隔离，大约 30 dB 到 40 dB 的反向隔离，以便抑 制无缓冲型转换器输入端中的电流瞬变所引起的反冲毛刺。 如果设计需要宽带增益，那么放大器与 ADC 模拟输入端的 匹配优于变压器。另一对需要权衡的特性是带宽与噪声。对 于频率高于 150 MHz 的设计，变压器能够更好地保持 SNR 和 SFDR 性能。然而，在第一或第二奈奎斯特区，变压器和 放大器均可以使用。 选择放大器的主要考虑因素如下： 带宽：如上所述，如果带宽对新设计很重要，则应确保放大 器具有充足的带宽，而且它应高于设计实际需要的带宽。这 样，放大器将能正确建立，从而解析转换器要采样的信号信 息。如果前端设计的带宽不足，放大器将无法正确建立，这 将引起信号误差。信号容许的放大器最小误差量应由所选转 换器的分辨率决定。输出信号摆幅也是前端设计的一个重要 因素。它决定放大器是否能够满足转换器的满量程输入范 © 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com 围。高速转换器的输入范围通常为 2V 峰峰值差分。大多数 放大器能够满足这一范围，但还有其它因素会限制放大器的 选择，如线性度和裕量等。务必查看数据手册中的典型工作 特性图。对于无缓冲型转换器，共模范围非常重要。转换器 所需的共模范围电平由半电源电压(AVDD/2)设置。这些年 来，转换器电源电压范围已经降低，现在已难以找到共模电 压规格<1V 的放大器。注意这是假设放大器与转换器之间为 直流耦合。如果应用为交流耦合，则共模范围不再那么重 要，但仍应予以考虑。还应注意，如果处理不当，共模范围 可能会限制放大器的输出摆幅，导致转换器削波或发生线性 度问题（SFDR性能下降）。由于这类设计是在 MHz区域， 因此应选择具有低噪声和失真特性的放大器。务必查看典型 工作特性图，确定放大器是否能够满足整体系统性能要求。 假设转换器分辨率足够高，转换器将拾取放大器的所有噪声 和失真。如果放大器配置使用增益，则来自放大器的噪声和 失真会更糟糕。记住，放大器会放大其固有噪声和失真产 物，并将它反映在转换器的性能上。选择放大器时，还应考 虑输入和输出阻抗。放大器可能只针对一定范围的输入或输 出阻抗进行了优化。如果设计超出此范围，则可能会对转换 器的性能产生不利影响，例如噪底起伏不定等。请查看数据 手册，如果没有直接给出该阻抗，请在数据手册的特性测试 结果中查找。这通常显示在典型工作特性图中。另外，您还 可以就特定放大器咨询制造商的应用支持部门。最后应检查 放大器的电源电压范围。有些放大器没有特别针对较低电源 电压而设计，在低电压下不能保证线性。如果放大器的电源 电压范围较宽，则裕量更充足，放大器的线性度更高。如今 的新式放大器支持较低的单电源电压。 相比于放大器，变压器（巴伦）具有许多不同的特性。当设 计选择这种器件时，应考虑这些特性。电压增益、阻抗比、 带宽和插入损耗、幅度和相位不平衡、回波损耗是其中的一 些特性。其它要求可能包括电源额定值、配置类型（巴伦或 变压器等）和中心抽头选项。变压器设计并不总是简单明 了。例如，变压器特性随着频率而改变，这会给预期蒙上阴 影。有些变压器对接地、布局布线和中心抽头耦合敏感。不 要完全以变压器的数据手册作为变压器选择的唯一基础。经 验在这里能够发挥巨大作用。 选择变压器的重要考虑因素总结如下： 理想状态下，信号增益等于变压器的匝数比。虽然变压器或 巴伦中的电压增益本身无噪声，不过使用具有电压增益的变 压器会放大信号噪声。同时还可能严重影响带宽。变压器可 以简单地看作是具有标称增益的宽频带通带滤波器。因此， 变压器中的增益越大，则带宽越低，增益平坦度特性的设计 也越困难。变压器的电压增益可能变化很大，当不需要增益 时，纹波和滚降会更显著。如今，很难找到具有良好的 GHz 性能、阻抗比为 1:4 的变压器。总之，用户应保持警惕，如 果打算使用 1:4、1:8和 1:16阻抗比的变压器来改善或优化信 号链最后一级的噪声系数，则应考虑周详，并在实验室中进 行验证。由于带宽选择和性能受到限制，因此其弊端很明 显，性能不会超过 1:1或 1:4阻抗比的设计。变压器的插入损 耗指规定频率范围内的损耗，是变压器数据手册中最常见的 测量规格。回波损耗针对原边而言，指变压器副边端接的有 效阻抗不匹配。举例来说，如果副边匝数与原边匝数之比的 平方为 4:1，当副边端接阻抗为 200 Ω时，应该有 50 Ω的阻 抗会反射到原边端接。然而，这种关系并不准确，原边上的 反射阻抗会随着频率而改变，如下例所示。 首先，找出前端设计的中心频率回波损耗。在此例中，我们 使用 110MHz。若为理想变压器，则 Zo 值为 50 Ω，不过实 际上并非如此。从公式 3可看出，Zo值低于理想值。 回波损耗(RL) = -18.9 dB @ 110MHz = 20*log(50-Zo/50+Zo) 公式 1 10^(-18.9/20) = (50-Zo/50+Zo) 公式 2 Zo = 39.8 Ω 公式 3 接着求解公式 3得到的原边 Zo与副边理想阻抗的比值。然后 对原边理想阻抗与实际副边阻抗求同样的比值。 Z(原边反射阻抗)/Z(副边理想阻抗) = Z(原边理想阻抗)/Z(副边反射阻抗) 公式 4 39.8/200 = 50/X 公式 5 求解 X，X = 251 Ω 公式 6 一般来说，随着阻抗比的上升，回波损耗的变化也随之提 高。利用变压器或巴伦设计匹配前端时，应注意这一点。 就变压器或巴伦而言，幅度和相位不平衡是最关键的性能特 征。它们衡量各单端信号与理想值的偏差，幅度相等，相位 相差 180 度。当设计要求高中频（100MHz 以上）时，设计 人员可根据这两项技术规格，了解向转换器提供的信号线性 度。一般而言，偏差越大，则性能下降幅度越大。起步时， 一定要选择那些将此信息公布在数据手册中的变压器或巴 伦。如果数据手册中不存在此信息，则很可能说明它不适合 高频应用。记住，随着频率增加，变压器的非线性也同时增 长，通常以相位不平衡为主，转化为转换器的偶次失真（主 要是二次谐波失真）。如果预期杂散特性差得远，不要急着 责怪转换器，应先检查前端设计。 如果设计采用 1:4 或更高阻抗比的变压器，应注意此参数在 低频时会变得更糟糕。这是因为与 1:1 阻抗比的变压器相 比，匝数加倍会使变压器原边与副边之间的寄生参考差分变 得更高。欲深入了解高频相位和幅度不平衡如何影响变压器 或巴伦的线性度性能，请参阅参考文献 6。 在高频下使用变压器或巴伦时，为了应对二次谐波失真，可 以尝试级联使用多个变压器或巴伦。可以使用两个变压器 © 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com （如图 6 所示，某些情况下可以使用三个），帮助在高频率 下更充分地将单端信号转换为差分信号。其缺点是占空间， 成本和插入损耗会提高。另一个建议是使用其它变压器。市 场上有更好的变压器，例如，安伦公司(Anaren)有一项专利 设计，它采用无芯拓扑结构，允许只采用单一器件实现千兆 区域带宽扩展，从而提供更高的平衡度，而其尺寸则小于标 准铁芯变压器。 记住，并非所有制造商都使用同样的方法来规定变压器的性 能，即使规格明显类似，相同情况下变压器的运行情况也可 能不同。为前端设计选择变压器的最佳途径是收集并了解考 虑范围内变压器的所有规格，并索取制造商数据手册中没有 说明的其它主要数据项。此外也可使用网络仪来衡量变 压器的性能。 图 6. 双变压器拓扑结构 使用多个变压器时，最后需要注意的一点是，布局起着重要 作用，如图 7 所示。为在高频下保持最佳性能，附加变压器 的布局应尽可能对称。否则，使用多个变压器的前端设计可 能毫无用处。 图 7. 双巴伦的对称布局（上）与非对称布局（下）， 配置的原理图见图 6 前端设计指南 为需要达到一定性能水平的转换器设计前端时，有大量事情 需要考虑。本部分首先将说明变压器前端和放大器前端各自 的优点，以便读者更好地了解为什么有些事情可行，有些事 情不可行。然后会给出一些通用框图示例，以可视化方式显 示不同类型的前端拓扑结构。 匹配：解决设计问题时，最好是将它分解成多个小问 题，这样不致于无处下手。通常来说，前端设计至少可以分 解为两个问题。第一个是前端与之前一级的接口，第二个是 副边或放大器输出端与转换器的匹配。使用放大器时，输入 和输出阻抗通常均已确定，并清楚显示于数据手册中。放大 器输出端一般需要一定的负载，以便实现良好的性能。放大 器的数据手册一般会列出一组用于测量器件输入端和输出端 特性的端接电阻。设计最好基于这些值进行，这样有助于获 得所需的性能。缓冲型转换器具有明确的输入阻抗结构，如 上文所述，很容易匹配。这正是放大器实现良好响应性能所 需要的。然而，当使用无缓冲型转换器时，输入阻抗会随着 频率而改变。最好从 ADI 公司网站下载输入阻抗表，然后针 对目标频段的中心频率进行设计。此外还建议使用跟踪模式 阻抗值来设计两个器件之间的匹配。 变压器略有不同，匹配仅在 100MHz 以上的设计中才重要， 这包括上文所述的带通和宽带设计。基带设计不需要通过匹 配来改善或实现数据手册性能。可利用回波损耗来匹配变压 器和巴伦的副边与转换器输入级之间的反射阻抗，以便优化 原边阻抗，如上例所示。由于变压器在性质上比放大器更 “透明”，因此应将整个前端视为前一级的负载。这包括变 压器、副边与转换器之间的无源元件以及转换器的输入阻 抗，参见图 8。无论使用缓冲型还是非缓冲型转换器，均适用 同样的经验法则。应按照跟踪模式下的中心频率进行设计。 图 8. 使用变压器或巴伦时的负载匹配 移除带宽：一些前端设计只需要一定量的带宽就能使设计达 到性能要求。移除带宽的最好办法是在放大器与变压器之间 使用抗混叠滤波器(AAF)。在基带设计中，简单的 RC滤波器 就很不错。不过，还可以通过其它方式来降低带宽。在输入 信号节点的原边放置一个电感也能降低带宽量，如图 9 所 © 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com 示。有时候，综合运用简单的 RC 滤波器与原边电感能够更 快速地降低不必要的带宽，实现更陡峭的滚降。 图 9. 利用原边电感降低带宽（原理图在图表下方） 记住，转换器的带宽通常非常宽。宽带噪声总是能折返到转 换器的基带或奈奎斯特区。这会提高转换器的噪底，进而降 低转换器的信噪比和动态范围。 另一种降低带宽的方法是在转换器的模拟输入端并联放置一 个电感，从而形成一个简单的带通滤波器。不过应小心，有 些类型的电感会导致转换器变得不稳定，使得噪底像“杂 草”一样杂乱无章，或者在某些情况下引起 SFDR 性能下 降。使用电感线圈时，建议检查软 Q 部分，如 Coilcrafts 0603CS系列。注意，电感并非“生而平等”！ 扩展带宽：有些设计需要更多带宽，这不是从转换器的立场 出发来考虑，而是从前端设计的立场出发来考虑。有多种方 法可以扩展带宽，但同样应小心翼翼，因为通带平坦度可能 达不到所需的性能。另一个常用术语是带宽“峰化”。根据 放大器的不同，可以增加一两个电容，从而针对增益电阻产 生峰化。其实际结果取决于放大器的拓扑结构，参见图 10。 对于具有引脚绑定增益引脚的放大器，电容一般位于这些节 点以内，并与增益设置电阻并联。 图 10. 放大器带宽“峰化”示例 变压器的带宽扩展方法稍有不同。简单方法是在转换器的各模 拟输入端串联放置低 Q电感或高频铁氧体磁珠。同样应注意， 通带平坦度可能会改变，需要仔细权衡得失，参见图 11。 Lx Lx 图 11. 利用副边电感/铁氧体磁珠扩展带宽 （原理图在图表下方） 无论哪一种情况，扩展带宽都不是一件简单的事情。权衡利 弊时，了解无源器件是关键。可能需要在实验室里反复试 探，这通带是扩展带宽的最佳途径。像 Agilent ADS 等仿真 工具对此可能也会有帮助。 © 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com 优化 SFDR：似乎所有前端设计都优先采用 33 Ω 串行电阻 (Rs)标准，参见图 13和 14，但这通常是放大器或变压器前端 设计与转换器输入端之间显示的值。使用此电阻的理由是优 化转换器输入端的源阻抗，并最大程度地减少返回到模拟前 端的“反冲”或电荷注入。它能够优化内部采样网络的建 立，提供更高的线性度，从而优化转换器的 SFDR性能。 无缓冲型转换器对此更为敏感，因为前端网络直接连接到转 换器的内部采样网络。每种无缓冲型转换器都有略微不同的 采样电容比或开关电容采样网络，因此并不存在一个比这更 简单的答案，也没有仿真工具能够提供一个明确的电阻值或 答案。解决这一问题的最佳办法是操起家伙（烙铁），用一 系列电阻逐个试验。试验的电阻值范围通常是 10 Ω 到 140 Ω，参见图 12。 图 12. SFDR变化与串联电阻的关系（原理图在图表下方） 优化平衡：务必在前端中提供一个共模点，无论是放大器还是 变压器拓扑结构，均应坚持这一点。使用放大器时，确保两个 IC 之间的共模电压一致。没有共模点会导致转换器过早削波 或无法达到满量程。当放大器为直流耦合时，这可能会造成转 换器显著失真。使用变压器时，应让中心抽头接地或端接，原 因有两方面：第一，变压器的内部配置通常需要一个参考点来 平衡内部电流，如果忽略这一点，变压器很可能会使信号不平 衡，产生偶数阶失真；第二，当转换器过驱到饱和状态时，此 点还能提供信号参考，使电流处于局部并接地。 放大器源电阻：所有放大器都需要一定的源电阻才能正常工 作。如今和未来的设计所需的频率越来越高，因此放大器必 须支持高频。放大器的频率越高，输出频率也越高。如果输 出引脚上存在一定量的寄生误差，往往会导致放大器振荡。 为应对这种情况，用户应习惯于在各输出端靠近放大器引脚 的地方使用少量串联电阻。该串联电阻与寄生电容（形成于 顶层与相邻的下方接地层之间）构成一个低通滤波器，从而 提供局部接地路径。许多设计人员靠自己摸索发现了这一窍 门，在实验室花费无数小时后才明白，造成信号误差和非线 性的问题原来如此。 放大器和变压器拓扑结构：下面的图 13 和图 14 给出了本文 讨论的放大器和无源变压器前端设计的标准拓扑结构。注 意，这些电路图仅供参考。选择的器件不同，设计的性能可 能大不相同。 图 13. 放大器配置拓扑结构 图 14. 变压器配置拓扑结构 © 2011 Analog Devices, Inc. All Rights Reserved. www.analog.com 要点总结 面对新设计时，务必理解设计目标并按优先顺序排列重要参 数。一般而言，VSWR/输入阻抗、通带平坦度、带宽、 SNR、SFDR 和输入驱动决定了前端设计的难度。先从带宽 开始，考虑是基带、带通还是宽带。这将为前端设计和拓扑 结构的确定指明方向与途径。 接下来关注转换器。缓冲型转换器更容易设计，但其功耗高 于无缓冲型转换器。如果设计要求无缓冲型转换器，记住查 看模拟输入的输入阻抗图表。针对跟踪模式下目标频段的中 心频率进行设计。 如上所述，放大器和变压器各自都有很多优点和缺点。何者 最佳，归根到底取决于设计的要求。放大器消耗功率并需要 电源，好处是在接口过程中一般更容易处理。变压器是无源 器件，不消耗功率，但当中频频率较高时，它表现为非线 性，可能需要额外的器件进行补偿，除非找到合适的变压 器。选择设计方向之前，务必检查各种的参数列表。 最后，本文列出了有关前端匹配、移除或扩展带宽以及优化 SFDR 的指南。这些建议有助于设计人员更有针对性地优化 前端设计。 本指南旨在为所有高速 ADC 用户提供一个有用的参考，适 用于所有类型的前端设计。开展新转换器设计时，必须仔细 考虑各项参数，权衡利弊，这一点无论怎么强调也不过分。 高速转换器应用指南系列的下一篇文章将从时钟网络、时钟 接口和抖动的重要性这些方面，讨论如何使转换器的性能保 持最佳。 参考文献 (1) AN-827, A Resonant Approach to Interfacing Amplifiers to Switch-Capacitor ADCs (2) AN-742, Frequency Domain Response of Switched- Capacitor ADCs (3) AN-935, Designing an ADC Transformer-Coupled Front End (4) Webinar, Designing Transformer Coupled Front-Ends for High Performance A/D Converters (5) Transformer-Coupled Front-End for Wideband A/D Converters – Analog Dialogue, April 2005 (6) Wideband A/D Converter Front-End Design Considerations – When to Use a Double Transformer Configuration– Analog Dialogue, July 2006 (7) Wideband A/D Converter Front-End Design Considerations II - Amplifier- or Transformer Drive for the ADC? 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