单密勒电容补偿的三级误差运放电路

单密勒电容补偿的三级误差运放 单密勒电容补偿的三级误差运放电路 第28卷第10期 2007年10月 半导体 CHINESEJOURNALOFSEMIC0NDUCT0RS VO1.28NO.10 0ct.,2007 单密勒电容补偿的三级误差运放电路* 刘永根罗萍张波李肇基 (电子科技大学电子薄膜与集成器件国家重点实验室,成都610054) 摘要:提出了一种新的单密勒电容补偿的低压三级误差运放结构和一种新的零极点补偿方法(DPZC),其利用两 个前馈通路产生两个左半平面的零点去补偿运放主通路中的主极点及两个非主极点.运放传输函数的极点位置由 运放主通路的决定,零点的位置由两个前馈通路的参数决定,因此改变运放零点的位置并不影响极点的位置, 从而可以非常方便地控制补偿因子来获得所需的性能.仿真结果明:本文提出的结构及补偿方法打破了传统的 电路结构及补偿方法对运放带宽的限制,运放不仅具有非常大的带宽而且具有非常好的相位裕度.当负载为 100pF//Z5kIl,补偿电容为2pF及补偿因子为4时,该运放具有100dB的电压增益,25MHz的带宽,90.的相位裕度 和0.625mW的功耗. 关键词:单密勒电容;低压三级运放;双极零补偿法 EEACC:2570 中圈分类号:TN43文献标识码:A文章编号:0253-4177(2007)10.1636.06 1引言 近年来,随着移动电话,掌上电脑和笔记本电脑 等便携式设备的发展,线性稳压电源(LDo)因其低 噪声,低功耗,结构简单及封装尺寸较小等优点在便 携式设备中得到广泛应用.LDO最重要的电路性能 指标为电源抑制比(PSRR),该性能主要由误差运 放的增益及带宽性能决定.传统的误差运放一般采 用带Cascode的二级运放结构实现高增益,但随着 电源电压的降低,该结构已经不再适合高增益运放 (大于100dB)的.因此,低压,低功耗LDO的 发展趋势表明:必须用低压三级运放代替传统的 Cascode二级运放去满足系统对运放增益的要求. 低压LDO中输出端的电阻分压网络,误差运放和 功率管所形成的负反馈环路可等效为图1所示的低 压三级运放结构,负载为lOOpF的电容与25ki2的 电阻并联.低压三级运放的输入输出传输函数存在 三个位置几乎相同的极点,其频率补偿方法一般采 用Nested.Miller补偿技术(NMC)Eli,该方法最大 的缺点是运放带宽不够大.另外,由于密勒补偿电容 的大小与负载电容成正比,导致密勒电容的版图尺 寸非常大,因此有必要研究新的补偿技术来设计低 压三级运放.人们在NMC补偿技术的基础上提出 了许多频率补偿技术,如多通路Nested.Miller补偿 技术口]和Dampingfactorcontrol补偿方法_2等, *国家自然科学基金重点资助项目(批准号:60436030) 十通信作者.Email:liuyonggen—I@163.com 2007-O4.O2收到,2007.05-28定稿 但这些频率补偿技术都至少需要二个密勒电容补偿 运放.近年来国际上针对低压三级运放提出了一种 新的频率补偿方法——单密勒电容补偿技术_3], 其通过省去跨在运放第三级即输出级的密勒电容以 减小版图面积,并通过增加一个前馈级产生左半平 面的零点(LHz)去改善运放的频率特性.Fan等 人_3]用一个LHZ抵消第一个非主极点以达到实数 的极点零点相消,但其没有考虑第二个非主极点和 第二个零点(右半平面零点)的作用,因此运放的带 宽不能进一步扩展,否则系统会由于相位裕度不够 出现振荡.Li等人_4]是通过牺牲功耗和面积,强迫 二个虚数零点与二个虚数极点相消,从而使三级运 放的频率特性与单极点系统相同,此时运放具有非 常好的频率特性,但由于牺牲过多的功耗和面积,该 方法不适合一般的工程应用.另外文献[3]和文献 E4]中都出现了偶极对形式,这会影响运放的建立时 间_6].文献E5]仅在文献E4]的基础上稍加改进,其用 Erroramp ?............…...'''...? 图1LDO中的负反馈环路等效图 Fig.1Equivalentcircuitofnegativefeedbackloop ?2007中国电子学会 第10期刘永根等:单密勒电容补偿的三级误差运放电路 图2改进的单密勒电容补偿的低压三级运放 Fig.2Improvedthree—stageamplifier 电阻与密勒补偿电容串联.该方法中电阻若为阱电 阻或多晶硅电阻,则由于电阻与MOS管无任何匹 配性可言,运放性能得不到保证.若电阻用工作在线 性区的MOS管代替,该方法不适合低压应用. 本文在文献[3,4]的基础上,结合两者的优点,提 出了一种改进的低压三级运放结构,并且详细分析了 该结构中的零极点分布对运放性能的影响,从而提出 了一种新的频率补偿技术,大大扩展运放的带宽. 2改进的运放结构及频率补偿原理 图2为本文提出的一种改进的单密勒电容补偿 的低压三级运放结构,其在文献E4]的基础上增加一 前馈级g.前馈级g用于产生两个LHZ去补偿 运放的两个非主极点和主极点,前馈级g用于调 整两个零点的位置,扩展运放带宽.现将本文提出的 用两个左半平面的零点去补偿两个非主极点及主极 点的方法称之为双极零补偿法(dualpole.zero compensation,DPZC). 现假设运放每级增益都远大于1,密勒电容和 负载电容远大于运放内部的寄生电容及级间耦合电 容,另外设g代表运放第i级的跨导,g.代表运放 每级的输出电导,C.为第二级的负载电容,经推导 可知,图2的开环传输函数如(1)式所示: Vo :ADc』1+I坐+二]+VinlLgmzgmlgmlgm2gmL.J z二}/f1+__1X gmlgmzgmLJ/\P一3dB/ (1+g.z+SzCpzgCL,)](1) 其中直流增益ADc=(ggm2g)/(g.g.zg.),主 极点P一3dB=(g.g.zg.)/(g1gm2C).与文献[3, 4]中运放的传输函数相比可以看出:不同之处只出 现在分子部分,当(1)式中的g为零时,其退化为 文献I-3]中运放的传输函数;当(1)式中的g为零 时,其退化为文献[4]中运放的传输函数.也就是说, 图2兼并了文献[3,4]中运放的优点,能使运放的性 能得到大幅度的改善,现对此进行详细分析. 首先与文献I-3]中的运放进行比较,假设两者采 J, ,,,,/,, P3P2=ZlPI 图3极点分裂时运放零极点的分布 Fig.3Separate—poleapproachofamplifier 用完全相同的补偿方法,此时(1)式中极零点的位 置如图3所示,主极点为P,两个非主极点分别为 Pz和P.,两个左半平面零点(LHz)分别为z和 zz.其用一个LHZ去抵消第一个非主极点,并设计 第二个零点和第二个非主极点远离运放带宽.若 C《C且gf2》gm2,从极零相消的关系中可得出 (1)式中的密勒电容表达式如(2)式所示: c=—,—————————一(2) Av2X—gmr2+! . gmlgm2gml 可以看出其补偿电容比文献I-3]中的补偿电容要小 得多,该运放能减小面积并提高SlewRate.另 外,只要gr一g>0,(1)式的两个零点都是 LHZ,而文献I-3]中的运放只有一个LHZ,另一个 为右半平面零点(RHZ),因此本文提出的运放结构 比文献[3]中的结构具有更大的相位裕度,或者当设 计两者具有相同的相位裕度时,前者比后者具有更 大的带宽. 现与文献[4]中的运放进行比较,若(1)式中的 密勒电容由文献[4]中的方法来确定,则很容易推出 (1)式的第二个零点与第三个极点抵消,第一个零点 位于第二个主极点之前,并且第一个零点的具体位 置由第二个前馈g决定.此时,若不考虑运放其他 高频零极点的作用,则第一个零点一定会极大地扩 展运放的带宽,随后将对此做详细说明.正如前面所 述,当采用文献[4]的补偿方法时,前馈g非常大, 即当负载电容非常大时,文献[4]中的结构不再适合 工程应用,因此本文通过分析(1)式中极点和零点 位置对运放性能的影响,提出新的频率补偿方法. 我们知道三级运放中两个非主极点的分布会产 生两种频率补偿方法,一种为极点分裂法,另一种为 复数极点法.至于极点分裂法即设定两个非主极点 为相距较远的实数极点,其如图3所示,本文已对其 详细分析.现分析复数极点法,其设定两个非主极点 为幅值相等的复数极点,此时(1)式中极零点的位 置分布如图4所示. 本文提出的运放结构之所以能有如图4所示的 极零点分布,归功于两个前馈级的存在.单密勒电容 补偿的三级运放传输函数分母都相同,其完全由运 半导体第28卷 J? JD2>< JD P>< 图4极点为复数时运放零极点的分布 Fig.4Complex—poleapproachofamplifier 放的第一级,第二级和输出级的参数决定,而本文提 出的运放结构传输函数的零点完全由前馈级决定, 即前馈gf.决定第二个LHZ的位置,前馈grz决定 第一个LHZ的位置.也就是说当改变极点的位置 时,不会影响零点的位置,反之亦然.与图3极点分 裂法比较可以看出:图4中的复数极点处于更高的 频率,两个零点的位置相同,并由于第一个LHZ位 于非主极点之前,可对主极点进行一定程度的补偿, 故该方法能大大扩展运放带宽.另外,第二个LHZ 能保证运放同时具有非常好的相位裕度,故对于本 文所提出的结构,复数极点法比极点分裂法具有更 大的带宽和更好的相位裕度,并且前馈gr.的值不 需要很大.对于复数极点法,图2的单位增益负反馈 传输函数必须满足三阶Butterworth的频率响应, 推出密勒补偿电容的表达式如(3)式所示,可以看出 由于第二级寄生的输出电容C茈非常小,密勒补偿 电容可以设计得非常小. cm嚣Cz(3) 既然两个极点的位置分布存在两种补偿方法, 则两个零点的位置分布也同样存在两种补偿方法, 现对此进行详细的研究.首先是零点分裂法,其设定 两个LHZ零点为相距较远的实数零点,然后根据 极点的位置分布可分为图3和图4所代表的两种补 偿方法.对于复数零点法,其设定两个零点为幅值相 等的复数零点,然后根据极点的位置分布可分为两 种方法.当非主极点都为复数时,通过分析(1)式 可知零点实部绝对值大于非主极点实部的绝对值, 即零点比非主极点处于更高的频率处,此时零极点 分布如图5所示.此时为保证系统稳定即有足够的 J Oz1P2>< 一,, ,A o 尸3× 图5零点极点都为复数时运放零极点的分布 Fig.5Complex—poleandcomplex—zeroapproach Jw, OZ ,/\,\A OP2PI 图6零点为复数,极点为实数时的分布图 Fig.6Separate—poleandcomplex—zeroapproach 相位裕度,零点与极点的间距必须非常小,一般很难 精确保证.但通过分析传输函数(1)式可得:当前馈 g增大时,零点往低频移动,增大到一定程度时, 两个零点分别与相应的非主极点重合,达到极零点 完全相消,这种补偿方法与文献[4]相同.但对于实 际应用来说,由于g已经大得令人无法接受,该方 法已不再适用.当极点都为实数时,图2的零极点分 布如图6所示.可以看出由于极点P:位于零点之 前,因此零点的位置对运放的相位裕度影响非常大. 与图4比较发现:图4中的第一个零点出现在非主 极点之前,其能扩展运放带宽,而图6中第二个极点 会减小带宽,因此图4极零点的位置分布更适合扩 展运放的带宽. 从上述4种零极点位置分布对运放频率特性的 影响可以看出:当采用图4所代表的方法即极点为 复数,零点为实数时,运放的带宽最大,并且能保证 非常好的相位裕度.因此以下将采用该新的补偿法 设计图2所示的低压三级误差运放. 3电路实现及仿真验证 图2的具体电路实现如图7所示,其中管M1, M9构成运放的第一级,管MIO,M13构成运放的 第二级,管M14,M15构成运放的互补输出级,以提 高运放的大信号响应速度.管M18,M20构成前馈 级gm2,管M21,M25构成前馈级g,其他MOS 管为电路提供偏置.现采用Hspice仿真软件对图7 进行仿真,本文设定三级运放各级增益分别约为 50,15和35dB.为方便与文献[3,4]比较,现定义一 个补偿因子F,其为第一级前馈g与第二级前馈 譬之比.图8给出了补偿因子F=8时电路的频率 特性,可以看出:当运放的增益遇到主极点以20dB/ dec下降到一定程度时,其首先遇到一个零点,使增 益不再下降,并增加运放的相位.随着频率的增加, 就出现了极点,从相频曲线可以看出,运放同时遇到 两个极点,此时运放相位急剧减小,同时运放增益也 急剧下降.此时第二个零点也开始增加运放 的相位,保证了相位裕度.F=8时电路的带宽约为 第10期刘永根等:单密勒电容补偿的三级误差运放电路 ., {Ml6】I一_hI}MlM1gm& …i?T?s:一qM20 譬 L'茳I}—M28Ml7Ii霞} M15 M19 … - 4一 v+ , 一 广]一一MJ Ml0Ml3 .r 1, 一l, BiasingM2IlM3M6— circuit gmfl====『 —— IM21 ‰ LfM14 M22M23};)_ l一{iR,> ?【29 M8M9上{dl21IMllLrHi M2 J M2_6;1M27 』 l 图7本文所提出的运放具体电路实现 Fig.7Implementationoftheproposedamplifier 13.4MHz,相位裕度约为80..从图8可知:若采用 极零相消法,从增益下降的趋势可看出其带宽只约 为3MHz,从而说明本文所采用的补偿法能大大地 扩展运放带宽. 为了与文献[3,4]中所提结构比较,图9给出了 电路的频率特性随补偿因子的变化情况,可以看出 随着前馈级g的增大即补偿因子F的减小,运放 频率特性越来越好.曲线F=40代表前馈级g非 常小,即其几乎对运放不起作用时三级运放的频率 特性,此时补偿方法与文献E4]相同,可以从增益下 降趋势看出带宽仅约为5MHz.与文献E3]比较发 现,本文提出的结构不仅能扩展带宽,运放的相位裕 度也更好. 特别当F=4时,相位裕度为90.,从带宽角度 上可以说,该三级运放优于单极点系统.此时所有仿 真结果如表1所示,运放的电源电压为2V,功耗为 兽o0 萼:> 图8补偿因子F=8时电路的频率特性 Fig.8FrequencyresponsewhenF=8 0.625W.至于电源抑制比,压摆率SR及建立时间 等性能,运放都具有较好的指标. 图9电路的频率特性随补偿因子的变化情况 Fig.9FrequencyresponseswhenchangingF 表1DPZC运放的仿真结果 Table1Simulationresultsoftheproposedamplifier CMoST;T echnology330/670ns 0.5~trn(1%) P0wer GBW(F)25MHz(F=4)dissipation0.625mW@ @dd2V DCgain100dBCM12pF PM90.SR/sR,4.6/3.0V/t~s PSRR@PSRR一@77/56dB65/60dB l/1OkHzl/lOkHz CL100pFRL25kn 1640半导体第28卷 表2不同电路结构及补偿方法下三级运放的性能比较 Table2Comparisonoftheperformancesamongdifferentapproaches GBWPMSRPowerCLCC(SUM)CLFoMFoML TechniqueGain/dB/MH z/(.)/(V/us)/(mW@Vdd)/pF/pF/CC(SUM)(MHz-pF/mW)/(V/us?pF/mW) NMC[131OO60402076@81OO263857926 MNMC[1:1001OO403576@81OO195.2613246 NGCC[7]10015851402201471 NMCNR[8]>100O. 8246O.340.40@21OO881.1420585 NMCF[93>1001. 2262O5O0.406@21OO50.51.98300123 DFCFC1[io3>1O026431.320.42@21OO21476649314 DFCFC2In]>1002.6481.040.676@21OO342.94384154 DCPC[4]1OO4. 68940.87@21OO250529460 Thispaper1OO25903.80.625@21OO2503993607 为更加清晰地反映本文的电路结构和补偿方法 的优点,现引用两个常用的优值FOM.=(GBW× CL)/Power和FOML=(SR×CL)/Power,前者衡 量运放小信号的综合性能,后者衡量运放大信号的 综合性能,运放的两个优值越大,其综合性能越 好_4.从表1可以计算出运放两个优值分别为 FOM.=3993,FOM=607.表2给出了不同的频率 补偿方法下,三级运放的各方面性能比较,可以看出 本文最大的特色是在功耗较低的前提下,运放的带 宽非常大,从而小信号优值FOMs非常大,并且相 位裕度也非常大. 4总结 本文首先对国际上最新提出的单密勒电容补偿 技术做了详细的分析,并指出其存在的问题.然后提 出了一种新的单密勒电容补偿的低压三级误差运放 结构,详细分析和讨论了极零点位置对运放性能的 影响,从而提出了一种新的频率补偿方法.最后给出 了运放的具体电路结构及仿真结果.仿真结果表明: 所提出的结构及补偿方法打破了传统的电路结构及 补偿方法对运放带宽的限制,因为对于传统的三级 运放频率补偿方法,运放的带宽由其增益大小,主极 点和非主极点的位置决定,其最大带宽为增益与主 极点的乘积,此时运放为最理想的单极点系统,而本 文提出电路结构及DPZC补偿方法,通过零点补偿 运放的主极点,能非常容易地扩展带宽. 参考文献 [1]EschauzierRGH,KerklaanLPT,HuijsingJH.A100一 [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] ElO] [11] MHz100一dBoperationalamplifierwithmultipathnested Millercompensationstructure.IEEEJSolid—StateCircuits, 1992,27(12):1709 LeungKN,MokPKT.Three—stagelargecapacitiveload amplifierwithdamping?-factor—-controlfrequencycompensa—- tion.IEEEJSolid.StateCircuits,2000,35(2):221 FanXiaohua,MishraC,Sanchez.SinencioE.SingleMiller capacitorfrequencycompensationtechniqueforlow—power multistageamplifiers.IEEEJSolid—StateCircuits,2005,40: 584 LiQ,YiJ,ZhangB,eta1.Adualcomplexpole—zerocancel— lationcompensationmodeforthree—stageamplifier.7thIn— ternationalConferenceonSolid—StateandIntegratedCircuits Technology,2004,2:1461 LuSH,HuangWJ,LiuSL.Afastsettlinglowdropoutline— arregulatorwithsingleMillercompensationcapacitor.Asian Solid—StateCircuitsConference,2005:153 KamathYB,MeyerRG,GrayPR.Relationshipbetween frequencyresponseandsettlingtimeofoperationalampli— tiers.IEEEJSolid—StateCircuits,1974,9(6):347 YouF,EmbabiSHK,Sanchez—SinencioE.Amultistageam— plifiertopologywithnestedG一Ccompensationforlow— voltageapplication.IEEEJSolid—StateCircuits,1997,32: 2000 LeungKN,MokPKT,KiWH.Right?half—planezerore— movalforlow—?voltagelow—-powernestedMillercompensation CMOSamplifier.IEEETransCircuitsSystI,2001,48:1041 LeungKN,MokPKT.Analysisofmultistageamplifier?fre? quencycompensation.IEEETransCircuitsSystI,2001,48: 1041 LeungKN,MokPKT.Three?stagelargecapacitiveload amplifierwithdamping—factor—controlfrequencycompensa? tion.IEEEJSolid?StateCircuits,2000,35:221 LeungKN,MokPKT,SinJKO.Analysisonalternative structureofdampingfactorcontrolfrequencycompensa— tion.IEEEISCAS'OO,May2000,II:545 第10期刘永根等:单密勒电容补偿的三级误差运放电路1641 AThree—StageAmplifierwithSingleMiller-Capacitor FrequencyCompensation LiuYonggen,LuoPing,ZhangBo,andLiZhaoji (StateKeyLaboratoryofElectronicFilmandIntegratedDevices,UniversityofElectronicScienceand TechnologyofChina,Chengdu610054,China) Abstract:Animprovedthree— stageamplifiertopologywithanewfrequencycompensationtechniqueisproposed.Itcanpro. ducetwoleft—half— planezerostocompensatethetwonon.dominantpolesandthedominantpolebyadjustingthecompensa. tionfactor,givingtheamplifierverylargebandwidthandgoodphasemargin.Moreover,theamplifierrequiresonlyonesmall compensationcapacitoranddoesnotconsumemuchpowerwhendrivingalargeloadcapacitor.AGBWof25M. Hz.DCgain of100dB,PMof90.,andpowerdissipationof0.625mWcanbeachievedforaloadcapacitoroflOOpFwithasingleMiller compensationcapacitanceof2pFandacompensationfactorof4in0.5"mCMOStechnology. Keywords:singleMillercapacitor;three—stageamplifierwithlowvoltage;DPZC EEACC:2570 ArticleID:0253.4177(2007)10.1636.06 *ProjectsupportedbytheNationalNaturalScienceFoundationofChina(No.60436030) 十Correspondingauthor.Email..1iuyonggen一1@163.corn Received2April2007,revisedmanuscriptreceived28May2007? 2007ChineseInstituteofElectronics