不可逆V-M双闭环直流调速系统设计_运动控制系统课程设计

不可逆V-M双闭环直流调速系统设计 目录 常用符号 3 摘要 3 第1章系统设计任务 3 1.1性能指标要求： 3 1.2给定电机及系统参数 3 1.3设计步骤及说明书要求 3 第2章主电路选型和闭环系统 3 2.1整体设计 3 2.2主电路选型 3 2.3双闭环直流调速系统的静特性 3 2.4双闭环直流调速系统 3 2. 4.1 双闭环调速系统电路原理图 3 2. 4.2 双闭环直流调速系统的稳态结构图 3 2. 4.3 双闭环直流调速系统数学模型 3 第3章主电路元部件及参数计算 3 3.1整流变压器容量计算 3 3.1.1 次级电压U2 3 3.1.2 次级电流I2和变压器容量S 3 3.2 晶闸管的电流及电压定额计算 3 3.2.1 晶闸管额定电压UTN 3 3.2.2 晶闸管额定电流IN 3 3.3 平波电抗器电感量计算 3 3.4 保护电路的计算 3 3.4.1 过电压保护 3 3.4.2 过电流保护 3 第4章驱动控制电路设计 3 4.1晶闸管的触发电路 3 4.2脉冲变压器的设计 3 第5章双闭环系统调节器动态设计 3 5.1电流调节器 3 5.1.1 时间常数的确定 3 5.1.2 电流调节器结构的选择 3 5.1.3 电流调节器的参数计算 3 5.1.4 近似条件校验 3 5.1.5 电流调节器的实现 3 5.2 转速调节器 3 5.2.1 时间常数的确定 3 5.2.2 转速调节器结构的选择 3 5.2.3 转速调节器的参数计算 3 5.2.4 近似条件校验 3 5.2.5 转速调节器的实现 3 5.2.6 校核转速超调量 3 设计总结 3 参考文献 3 附 录 3 常用符号表 一、元件和装置用的文字符号（按照国家GB/T 7159-1987） 不可逆V-M双闭环直流调速系统设计 1 ACR ASR C GT 电流调节器 转速调节器 电容器 触发装置 M UPE VT 电动机（总称） 电力电子变换器 晶体管；晶闸管；功率开关器件 二、参数和物理量文字符号 B磁通密度 C电容；输出被控变量 Cc直流电机在额定刺痛下的电动势系数 Ƒ频率 GD2飞轮惯量 I电流；电枢 K控制系统放大系数 Kρ比例放大系数 n转速 Pm电磁功率 R电阻；电枢回路总电阻 Ra直流电机电枢电阻 R0限流电阻 S视在功率 s静差率；转差率 T时间常数，开关周期 t时间 Te电磁转矩 TL负载转矩 tp峰值时间 tr上升时间 U电压；电枢供电电压 U2变压器二次侧（额定）电压 Ud整流电压；直流平均电压 Um峰值电压 α转速反馈系数；可控整流器的触发延迟角 β电流反馈系数；可控整流器的逆变角 γ电压反馈系数；相角裕度；PWM电压系数 ξ阻尼比 λ电压允许过载倍数 σ漏磁系数；转差功率损耗系数，超调量 φ磁通 不可逆V-M双闭环直流调速系统设计 38 摘要 电力拖动实现了电能与机械能之间的能量转换，而电力拖动系统-运动控制系统的任务是通过控制电动机电压、电流频率等输出量，来改变工作机械的转矩、速度、位移等机械量，使各种工作机械按人们期望的要求运行，以满足生产工艺及其他应用的需要。随着发展，人们研制并生产出了各类新型控制系统。而直流调速系统因具有良好的启动、制动性能，宜于在宽范围内平滑调速，在电力拖动领域中得到了广泛的应用。随着电力电子技术的发展，近代直流调速系统经常使用以电力电子器件组成的静止式可控直流电源作为电动机的供电装置。采用可控晶闸管组成整流器的是晶闸管整流器-电动机系统。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管－电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统的主要形式。 关键词： V-M；直流调速系统；双闭环 第1章系统设计任务 1.1性能指标要求： 稳态指标：系统无静差 动态指标：；空载起动到额定转速时。 1.2给定电机及系统参数 ，，，，， 主回路总电阻， 系统飞轮惯量， 系统最大给定电压， ACR、ASR调节器限幅值调到为， 1.3设计步骤及说明书要求 1 画出双闭环系统结构图，并简要说明工作原理。 2 根据给定电机参数，设计整流变压器，并选择变压器容量；选择晶闸管的参数并确定过流、过压保护元件参数。 3 分析触发电路及同步相位选择。 4 设计ACR、ASR并满足给定性能指标。 5 完成说明书，对构成系统的各环节分析时，应先画出本环节原理图，对照分析。 第2章主电路选型和闭环系统 2.1整体设计 本设计如图2.1设计的总框架，由三相直流电给直流电机的供电，采用三相桥式整流电路变成三相直流电源将生活中的三相交流380V电源进行整流，最后提供给直流电动机。设计中直流电动机由单独的可调整流装置供电，采用三相桥式全控整流电路作为直流电动机的可调直流电源。通过调节触发延迟角а的大小来控制输出电压Ud的大小，从而改变电动机M的电源电压。由改变电源电压调速系统的机械特性方程式: n=( Ud/CeФ)-(R0+Ra)T/ CeCTФ2 （2-1） 式中 Ud—整流电压（V）； R0—整流装置内阻（Ω）； 由此可知，改变Ud，可改变转速n。 图 2.1 双闭环直流调速系统设计总框架 2.2主电路选型 图 2.2 晶闸管整流器 - 电动机调速系统（ V-M 系统）原理图变压调速是直流调速系统的主要调速方法，直流调速系统常用的直流电源有三种①旋转变流机组；②静止式可控整流器；③直流斩波器或脉宽调制变换器。随着电力电子技术的发展，近代直流调速系统经常使用以电力电子器件组成的静止式可控直流电源作为电动机的供电装置。采用可控晶闸管组成整流器的是晶闸管整流器-电动机系统。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管－电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统的主要形式。 图2.2绘出了晶闸管-电动机调速系统(简称V-M系统)的原理图。通过调节触发装置GT的控制电压Uc来移动触发脉冲的相位，改变可控整流器平均输出直流电压Ud，从而实现直流电动机的平滑调速。晶闸管可控整流器的功率放大倍数在104以上，门极电流可以直接用电子控制；响应时间是毫秒级，具有快速的控制作用；运行损耗小，效率高；这些优点使V-M系统获得了优越的性能。 目前在各种整流电路中，由于三相全控桥整流电路输出电压波动小，适合直流电动机的负载，并且该电路组成的调速装置调节范围广（将近50）。所以把该电路应用于本设计，能实现电动机连续、平滑地转速调节、电动机不可逆运行等技术要求。主电路图如图2.3所示。 图 2.3 主电路原理图 如图所示，三相全控桥整流电路可实现对共阴极组和共阳极组同时进行控制，控制角都是α。在一个周期内6个晶闸管都要被导通一次，导通顺序依次为VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6。对触发脉冲来说，6个触发脉冲相位依次相差60°。为了构成一个完整的电流回路，要求有两个晶闸管同时导通，其中一个在共阳极组，另外一个在共阴极组。为此，晶闸管必须严格按编号轮流导通。在电路控制下，只有接在电路共阴极组中电位为最高又同时输入触发脉冲的晶闸管，以及接在电路共阳极组中电位最低而同时输入触发脉冲的晶闸管，同时导通时，才构成完整的整流电路。 由于电网电压与工作电压（U2）常常不一致，故在主电路前端配置一个整流变压器，以得到与负载相匹配的电压，同时为了起到降低或减少晶闸管变流装置对电网和其他用电设备的干扰而把晶闸管装置和电网隔离。 考虑到控制角α增大，会使负载电流断续，并且负载为直流电动机时，由于电流断续和直流的脉动，会使晶闸管导通角θ减少，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换向条件恶化，并且增加电动机的损耗，故在直流侧串接一个平波电抗器，以限制电流的波动分量，维持电流连续。 为了使元件免受在突发情况下超过其所承受的电压电流的侵害，电路中加入了过电压、过电流保护装置。 2.3双闭环直流调速系统的静特性 在转速反馈控制直流调速系统（以下简称单闭环系统）中用PI调节器实现转速稳态无静差，消除负载转矩扰动对稳态转速的影响，并用电流截止负反馈限制电枢电流的冲击，避免出现过电流现象。但转速单闭环系统不能充分按照理想要求控制电流的动态过程。如图2.4（a）所示。当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。 在实际工作中,对于经常正、反转运行的调速系统，如龙门刨床、可逆轧钢机等，缩短起、制动过程的时间是提高生产率的重要因素。为此，在起动（或制动）过渡过程中，希望始终保持电流（或电磁转矩）为允许的最大值，使调速系统以最大的加（减）速度运行。当到达稳态转速时，最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态运行。这样的理想起动过程波形如图2.4（b）所示，起动电流成矩波形，转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限时调速系统所能获得的最快的起动（制动）过程。 I dL n t I d O I dm I dL n t I d O I dm I dcr n n (a) (b) (a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 (b)理想快速起动过程 图2.4 调速系统起动过程的电流和转速波形 实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值Idm的恒流过程，按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么采用电流负反馈就能得到近似的恒流过程。问题是，应该在启动过程中只有电流负反馈，而没有转速负反馈，在到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再靠让电流负反馈发挥作用。因此我们采用双闭环调速系统，在系统中设置了两个调节器，分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流。使系统做到既存在转速和电流两种负反馈作用又能使它们作用在不同的阶段。 2.4双闭环直流调速系统 如图2.5所示，即把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统（以下简称双闭环系统）。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器。因为PI调节器作为校正装置既可以保证系统的稳态精度，使系统在稳态运行时得到无静差调速，又能提高系统的稳定性；作为控制器时又能兼顾快速响应和消除静差两方面的要求。一般的调速系统要求以稳和准为主，采用PI调节器便能保证系统获得良好的静态和动态性能。 在图2.5中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，他们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。 开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。如果负载的 图2.5 转速、电流双闭环直流调速系统结构框图 生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统都能实现一定范围内的无级调速，但是，对静差率有较高要求时，开环调速系统往往不能满足要求。这时就要采用闭环调速系统。 2. 4.1 双闭环调速系统电路原理图 ASR—转速调节器 ACR—电流调节器 TG—测速发电机 TA—电流互感器 UPE—电力电子变换器 Un*—转速给定电压 Un—转速反馈电压 Ui*—电流给定电压 Ui—电流反馈电压 2. 4.2 双闭环直流调速系统的稳态结构图 双闭环直流系统的稳态结构图如图2.7所示，为了实现电流的实时控制和快速给随，希望电流调节起不要进入饱和状态，因此，对于静态性来说，只有转速调节饱和与不饱和两种状况。即饱和——输出达到限幅值；不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压在稳态时总是为零 图2.7 双闭环直流调速系统的稳态结构图 α—转速反馈系数 β—电流反馈系数 2. 4.3 双闭环直流调速系统数学模型 双闭环控制系统数学模型的主要形式仍然是以传递函数或零极点模型为基础的系统动态结构图。双闭环直流调速系统的动态结构框图如图2.8所示。图中α和β分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流Id显露出来，如图2.8所示。 图2.8 双闭环直流调速系统的动态结构框图 第3章主电路元部件及参数计算 3.1整流变压器容量计算 3.1.1 次级电压U2 为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压U2只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压U2。此外，为了尽可能的避免电网与晶闸管装置的相互干扰，要求它们相互隔离，故通常要配用整流变压器（一次侧绕组采用△联接，二次侧绕组采用Y联接）。 影响U2值的因素有： （1）U2值的大小首先要保证满足负载所需求的最大直流值Ud； （2）晶闸管并非是理想的可控开关元件，导通时有一定的管压降，用UT表示； （3）变压器漏抗的存在会产生换相压降； （4）平波电抗器有一定的直流电阻，当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降； （5）电枢电阻的压降。 综合以上因素得到的U2精确表达式为： （3-1） 式中：A= Ud0/U2，表示当控制角α=0°时，整流电压平均值与变压器次级相电压有效值之比。 B=Uda/Ud0，表示控制角为α=0°时,整流电压平均值之比。 ε为电网电压波动系数。根据规定，允许波动+5%～-10%，即ε=1.05~0.9。 C是与整流主电路形式有关的系数。 =0.25。 nUT—表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降。 为负载电流最大值；所以,表示允许过载倍。 在本设计中：对于三相全控桥应有： A=Ud0/U2=2.34, ，C=0.5，KI2=I2/Id=0.816， 为了保证电动机负载能在额定转速下运转,计算所得的U2应有一定的裕量,根据经验所知,公式中的控制角α应取30°为宜。所得数据为ε=0.9,A=2.34, ，C=0.5，UK=5 代入式（3-1）有 ，U2可取150V 3.1.2 次级电流I2和变压器容量S I2=KI2•Id （3-2） I2=0.816×291=237.46A 式中；KI2为各种接线形式时变压器次级电流有效值和负载电流平均值之比。（、为相数） S=1/2（S1+S2） （3-3） =m1U1I1=m2U2I2 =3×150×237.46 KVA =106.86KV≈110KVA 型号可选为SCB-110KVA 3.2 晶闸管的电流及电压定额计算 3.2.1 晶闸管额定电压UTN 额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压Um ,选用时，额定电压要留有一定裕量，一般去额定电压为正常工作晶闸管所承受峰值电压的2～3倍。因此有： 晶闸管承受的最大反向电压为 故晶闸管的额定电压为 UTN=（2～3)U2=（2～3）×367V=735～1102V,取800V 故计算的晶闸管额定电压为800V。 3.2.2 晶闸管额定电流IN 为使晶闸管元件不因过热而损坏，需要按电流的有效值并留有一定的裕量来计算其电流额定值。即取一般通态平均电流为按此原则所得计算的1.5～2倍。按下式计算： IN=(1.5～2)KfbIMAX （3-4） 式中: Kfb=Kf/1.57Kb,由整流电路型式而定，Kf为波形系数，Kb为共阴极或共阳极电路的支路数。 当α=0°时，三相全控桥电路Kfb=0.368。 晶闸管额定电流为： IN（AV）=(1.5～2)KfbIMAX (3-5) =(1.5～2) ×0.368×(291×1.5) =240.95～321.26A，本设计中取300A。 故晶闸管型号为MTC300A800V。 3.3 平波电抗器电感量计算 计算直流回路附加电抗器的电感量时因为电动机电枢和变压器存在漏感，因而，要从所需电感量中，扣除上述两种电感量。 (1) 电枢电感量LM按下式计算： (3-6) 式中，P—电动机磁极对数 KD—计算系数，对一般无补偿电机：KD=8～12 对于本设计，P=2，KD=10。 有LM=1.36mH (2)整流变压器漏电感折算到次级绕组每相的漏电感LB按下式计算： (3-7) 式中，U2—变压器次级相电压有效值 Id—晶闸管装置直流侧的额定负载电流 KB—与整流主电路形式有关的系数 对于本设计，KB=3.9。 有LB=0.1mH (3) 变流器在最小输出电流Idmin时仍能维持电流连续时电抗器电感量L按下式计算： （3-8） 式中，K是与整流主电路形式有关的系数，三相全控桥K取0.693 有L=4mH 用于限制输出电流的脉动的临界电感Lm（单位为mH) （3-9） 式中,Si— 电流脉动系数，取 5%～20%； Su—电压脉动系数，三相全控桥Su =0.46 ； —输出电流的基波频率，单位为HZ ，对于三相全控桥=300 HZ 。 有Lm =2mH。 本设计中电抗器电感量中 LK=L-2LB-LM=2.44mH≈3 mH =4.56mH TL=4.56/0.4=11.4 mH 本设计所选 LK=3mH。 3.4 保护电路的计算 3.4.1 过电压保护 过电压保护可分为交流侧和直流侧过电压保护，前常采用的保护措施有阻容吸收装置、硒堆吸收装置、金属氧化物压敏电阻。这里采用金属氧化物压敏电阻的过电压保护。 1．交流侧过电压保护 压敏电阻采用由金属氧化物（如氧化锌、氧化铋）烧结制成的非线性压敏元件作为过电压保护，其主要优点在于：压敏电阻具有正反向相同的陡峭的伏安特性，在正常工作时只有很微弱的电流（1mA以下）通过元件，而一旦出现过电压时电压，压敏电阻可通过高达数千安的放电电流，将电压抑制在允许的范围内，并具有损耗低，体积小，对过电压反映快等优点。因此，是一种较好的过电压保护元件。 本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为△—Y联结，在变压器交流侧，采用压敏电阻的保护回路，如下图3.1所示。 图3.1 二次侧过电压压敏电阻保护 （1）压敏电阻的额定电压 选择可按下式： (3-10) 式中，—压敏电阻的额定电压， VYJ型压敏电阻的额定电压有：100V、200V、440、760V、1000V等。 —变压器二次侧的线电压有效值，对于星形接法的线电压等于相电压，。 U1ma≧488V；即取760V。 （2）计算压敏电阻泄放电流初值，即三相变压器时： （3-11） 式中，—能量转换系数， —三相变压器空载线电流有效值 IRm=11.25A （3）计算压敏电阻的最大电压 的公式为 （3-12） 式中，—压敏元件特性系数； —压敏元件非线性系数；一般在20～25之间。 在取 时， 有URM=1200V 2．直流侧过电压保护 整流器直流侧在快速开关断开或桥臂快速熔断等情况，也会在A、B之间产生过电压，可以用非线性元气件抑制过电压，本设计压敏电阻设计来解决过电压时(击穿后)，正常工作时漏电流小、损耗低，而泄放冲击电流能力强，抑制过电压能力强，除此之外，它对冲击电压反应快，体积又比较小，故应用广泛。其电路图如右图3.2所示。 图 3.2 压敏电阻保护电路压敏电阻的额定电压的选取可按下式计算： 压敏电阻承受的额定电压峰值 (3-13) 式中为压敏电阻的额定电压；为电网电压升高系数，一般取1.05～1.10。 压敏电阻承受的额定电压峰值就是晶闸管控制角=300时输出电压 。 （3-14） 有U1ma≧886.66V Uda=318V 3．晶闸管的过电压保护 晶闸管对过电压很敏感，当正向电压超过其断态重复峰值值电压一定值时，就会误导通，引发电路故障；当外加的反向电压超过其反向重复峰值电压一定值时，晶闸管将会立即损坏。因此，必须研究过电压的产生原因及抑制过电压的方法。过电压产生的原因主要是供给的电压功率或系统的储能发生了激烈的变化，使得系统来不及转换，或者系统中原来积聚的电磁能量不能及时消散而造成的。本设计采用如右图3.3阻容吸收回路来抑制过电压。 通过经验公式： （3-15） 注释： 图3.3 阻容吸收回路 3.4.2 过电流保护 过电流保护措施有下面几种，可以根据需要选择其中一种或数种。 （1）在交流进线中串接电抗器或采用漏抗较大的变压器，这些措施可以限制短路短路电流。 （2）在交流侧设置电流检测装置，利用过电压信号去控制触发器，使脉冲快速后移或对脉冲进行封锁。 （3）交流侧经电流互感器接入过电流继电器或直流侧接入过电流继电器，可以在发生过电流时动作，断开主电路。 （4）对于大容量和中等容量的设备以及经常逆变的情况，可以用直流快速开关进行过载或短路保护。直流开关的应根据下列条件选择： ① 快速开关的额定电流额定整流电流。 ② 快速开关的额定电压 ≥额定整流电压。 ③ 快速开关的分断能力 直流侧外部短路时稳态短路电流平均电流平均值。 快速开关的动作电流按电动机最大过载电流整定 （3-16） 式中，K为电动机最大过载倍数，一般不大于2.7； 为直流电动机的额定电流。 （5） 快速熔断器 它可以安装在交流侧或直流侧，在直流侧与元件直接串联。在选择时应注意以下问题： ① 快熔的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值。 ② 熔断器的额定电流应大于溶体的额定电流。 ③ 溶体的额定电流可按下式计算 ： 1．三相交流电路的一次侧过电流保护 在本设计中，选用快速熔断器与电流互感器配合进行三相交流电路的一次侧过电流保护，保护原理图3.4如下： 图3.4 一次侧过电流保护电路 （1）熔断器额定电压选择：其额定电压应大于或等于线路的工作电压。 （2）熔断器额定电流选择：其额定电流应大于或等于电路的工作电流。 一次侧电流计算式： （3-17） 2．晶闸管过电流保护 图 3.5 晶闸管过电流保护晶闸管不仅有过电压保护，还需要过电流保护。由于半导体器件体积小、热容量小，特别像晶闸管这类高电压、大电流的功率器件，结温必须受到严格的控制，否则将遭至彻底损坏。当晶闸管中流过的大于额定值的电流时，热量来不及散发，使得结温迅速升高，最终将导致结层被烧坏。晶闸管过电流保护方法中最常用的是快速熔断器。快速熔断器由银质熔丝埋于石英砂内，熔断时间极短，可以用来保护晶闸管。 第4章驱动控制电路设计 4.1晶闸管的触发电路 晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在学要的时刻由阻断转为导通。晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节。触发脉冲的放大和输出环节中，晶闸管触发电路应满足下列要求： （1）触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，三相全控桥式电路应采用宽于60°或采用相隔60°的双窄脉冲。 （2）触发脉冲应有足够的幅度，对户外寒冷场合，脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流3～5倍，脉冲前沿的陡度也需增加，一般需达1～2A∕us。 （3）所提供的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内。 （4）应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。 在本设计中最主要的是第1、2条。理想的触发脉冲电流波形如图4.1。 图4.1 理想的晶闸管触发脉冲电流波形 —脉冲前沿上升时间（） —强脉冲宽度 —强脉冲幅值（） —脉冲宽度 —脉冲平顶幅值（） 图 4.2 触发电路常用的晶闸管触发电路如图4.2。由V1、V2构成的脉冲放大环节和脉冲变压器TM及附属电路构成的脉冲输出环节两部分组成。当V1、V2导通时，通过脉冲变压器向晶闸管的门极和阴极之间输出出发脉冲。VD1和R3是为了V1、V2由导通变为直截时脉冲变压器TM释放其储存的能量而设的。为了获得触发脉冲波形中的强脉冲部分，还需适当附加其它的电路环节。 晶闸管触发电路类型很多，有分立式、集成式和数字式，分立式相控同步模拟电路相对来说电路比较复杂；数字式触发器可以在单片机上来实现，需要通过编程来实现，本设计不采用。由于集成电路可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便，所以本设计采用的是集成触发器，选择目前国内常用的KJ、KC系例，本设计采用KJ004集成块和KJ041集成块。 对于三相全控整流或调压电路，要求顺序输出的触发脉冲依次间隔60°。本设计采用三相同步绝对式触发方式。根据单相同步信号的上升沿和下降沿，形成两个同步点，分别发出两个相位互差180°的触发脉冲。然后由分属三相的此种电路组成脉冲形成单元输出6路脉冲，再经补脉冲形成及分配单元形成补脉冲并按顺序输出6路脉冲。本设计课题是三相全三相全控桥整流电路中有六个晶闸管，触发顺序依次为：VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6，晶闸管必须严格按编号轮流导通，6个触发脉冲相位依次相差60O，可以选用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，即可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大，就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路如图4.3。 图4.3 三相全控桥整流电路的集成触发电路 4.2脉冲变压器的设计 本的双脉冲电路是采用性能价格比优越的、每个触发单元的一个周期内输出两个相隔60°的脉冲的电路。如图5.4中两个晶闸管构成一个“或”门。当V5 、V6都导通时，Uc5 约为-15V，使截止，没有脉冲输出，但只要中有V5、V6中一个截止就使得变为正电压，使得V7 、V8导通就有脉冲输出。所以只要用适当的信号来控制的V5或V6截止（前后间隔60°），就可以产生符合要求的双脉冲了。其中VD4和R17的作用，主要是防止双窄脉冲信号相互干扰。此触发脉冲环节的接线方式为：以VT1器件的触发单元而言，图5.4电路中的Y端应该接VT2器件触发单元的X端，因为VT2器件的第一个脉冲比VT1器件的第一个脉冲滞后60°。所以当VT2触发单元的V4由截止变导通时，本身输出一个脉冲，同时使VT1器件触发单元V6的管截止，给VT1器件补送一个脉冲。同理，VT1器件触发单元的X端应接VT6器件触发单元的Y端。依次类推，可以确定六个器件相应触发单元电路的双脉冲环节间的相互接线。 图4.4 同步型号为锯齿波的触发电路 图4.4中脉冲变压器TP主要用于完成触发脉冲信号的电流放大，解决触发电路与晶闸管控制极电路之间的阻抗匹配，并实现弱电回路（触发回路）和强电回路（晶闸管主电路）之间的电隔离。 如图可以得出TP脉冲变压器的一次侧电压U1 强触发电压50V弱触发电压15V。取变压器的变比K=5，脉冲宽度，脉冲变压器的磁铁选择DR320。查阅资料可得铁心材料的饱和磁密 ， 饱和磁场强度，剩磁磁密。 第5章双闭环系统调节器动态设计 5.1电流调节器 电流调节器ACR的调节作用：电流环由ACR和电流负反馈组成的闭环。其主要作用是稳定电流。由于ACR为PI调节器。所以在稳态的时候，它的输入电压△Ui必须为0。 即 △Ui =Usi - §Id = 0 (5-1) 所以在稳态的时候 Id =Usi/§ (5-2) 此式的含义:当Usi一定的情况下，由于电流调节器ACR的调节作用，整流装置将保持在Usi/§的数值上。假设Id> Usi/§ 它的自动调节过程如下： 它可以保持电流特性不便使得:自动限制最大电流 , 能有效抑制电网电压波动的影响。 1.由于ASR有输出限幅,限幅值为Usim,这样电流的最大值为Im> Usim/§.当Id＞Im 时.电流环将使电流下降.调节电位器RP3的电流反馈系数§或整定ASR限幅值Usim可以整定Im的数值.Im = 2.0～2.5IN . 2.能够有效的抑制电网电压波动的影响。当电网电压波动引起的电流波动，通过电流调节器 ACR的调节作用，使得电流很快的恢复原值。在双闭环调速系统中，电网电压波动对转速的影响很小，可以忽略。 5.1.1 时间常数的确定 表一 各种整流电路的失控时间（f=50Hz） 整流电路形式 最大失控时间Tsmax/ms 平均失控时间Ts/ms 单相半波 20 10 单相桥式 10 5 三相半波 6.67 3.33 三相桥式 3.33 1.67 系统电磁时间常数Tl：由上可知LΣ=35.98mH，RΣ=0.5，整流装置滞后时间常数Ts：按表一，三相桥式电路的平均失控时间为Ts=0.0017s。 电流滤波时间Toi：三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头，应有（1-2）Toi=3.33s，因此取Toi=2ms=0.002s。 电流环小时间常数之和T∑i：按小时间常数近似处理，为了方便起见本设计中我们就取T∑i=Ts+Toi=0.0037s。 5.1.2 电流调节器结构的选择 根据设计要求δi≤5%，并保证稳态电流无静差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为： （5-3） 式中，Ki—电流调节器的比例系数 τi—电流调节器的超前时间常数 检查对电源电压的抗扰性能： TL/T∑i =0.07S/0.0037=8.11 对照典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。 图5.1 电流环的动态结构框图 5.1.3 电流调节器的参数计算 电流调节器超前时间常数τi=Tl=0.07s。电流开环增益：要求δi＜5%时，按表二应取KIT∑i=0.5，因此KI=0.5/T∑i=0.5/0.0037=135.1s-1。取Ks=48，而电流反馈系数β=10V/1.5IN=10/（1.5×291）=0.02V/A，于是，ACR的比例系数为: = （5-3） =135.1*0.07*0.6/（48*0.02）=6.90 有WACR(s)=6.90（0.07S+1）/0.07S 表二 典型Ⅰ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系 参数关系KT 0.25 0.39 0.50 0.69 1.0 阻尼比ξ 1.0 0.8 0.707 0.6 0.5 超调量δ 0% 1.5% 4.3% 9.5% 16.3% 上升时间tr ∞ 6.6T 4.7T 3.3T 2.4T 峰值时间tp ∞ 8.3T 6.2T 4.7T 3.6T 相对稳定裕度γ 76.3° 69.9° 65.5° 59.2° 51.8° 截止频率ωc 0.243/T 0.367/T 0.455/T 0.596/T 0.786/T 5.1.4 近似条件校验 电流环截止频率：ωci=KI=135.1s-1。 (1) 晶闸管整流装置传递函数的近似条件： =196.1 >ωci （5-4） 满足近似条件。 (2) 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件： =3*√￣1/0.1*0.07=11.34s-1 （5-5） 满足近似条件。 (3) 电流环小时间常数近似处理条件： =1/3√￣1/0.0017*0.002=180.78s-1＞ωci （5-6） 满足近似条件。 5.1.5 电流调节器的实现 按所用运算放大器取R0=40kΩ，各电阻和电容值为: Ri=KiR0=6.90×40=276kΩ； Ci=τi/Ri=0.07/（276×103）=2.46μF，取2.5μF； Coi=4Toi/R0=4×0.002/40000=0.2×10-6f=0.2μF，取0.2μF。 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为δi=4.3%＜5%（见表二），满足设计要求。 5.2 转速调节器 速度调节器ASR的调节作用：S速度环是由ASR和转速负反馈组成的闭环。它的主要作用是驳 斥转速稳定，并最后消除转速静差。 由于ASR属于PI调节器，因此在稳态的时候 △Un = Usn - ＆n = 0 （5-7） 所以在稳态的时候， n =Usn/＆ （5-8） 它表示当Usn一定时，ASR的作用，转速n稳定在Usn/＆，假设n＜Usn/＆。 从上面的分析可以卡出，当转速环要求电流迅速响应转速n 的变化而变化的时候，而电流环则要维持电流不变，这种性能会不利于电流对转速变化的响应，有使静特性边软的趋势。但由于转速环是外环，电流环的作用只相当 于转速环内部一种扰动。不起主导作用。只是转速环的开环放大倍数足够大，最后还是只靠ASR的积分作用，消除转速偏差。 5.2.1 时间常数的确定 电流环等效时间常数已取KIT∑i=0.5，则1/KI=2T∑i=2×0.0037=0.0074s。 转速滤波时间常数Ton：根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s。 转速环小时间常数T∑n：按小时间近似处理, T∑n=1/KI+Ton=0.0074+0.01=0.0174s （5-9） 5.2.2 转速调节器结构的选择 按照设计要求，选用典型Ⅱ型系统的PI调节器,其传递函数为 （5-10） 式中Kn—转速调节器的比例系数； τn—转速调节器的超前时间常数。 图5.2 转速环的动态结构框图 5.2.3 转速调节器的参数计算 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为τn=hT∑n=5×0.0174=0.087s，可求得转速环开环增益: KN=(h+1)/2*h2 T∑n=396.4s-2 （5-11） 其中： Ce=（UN-INRa）/nN=（230-291×0.2）/1450=0.118V.min/r （5-12） α=10V/ nN =10/1450=0.007 V.min/r （5-13） 于是可得ASR的比例系数为： =2.91 有WASR(s)=2.91（0.087s+1）/0.087S 5.2.4 近似条件校验 由式K=ω1ωc得转速环截止频率为ωcn=kNτn=396.4*0.087=34.5s-1。 电流环传递函数简化条件=63.7S-1>ωcn，满足简化条件。 转速环小时间常数近似处理条件=38.7s-1 >ωcn，满足近似条件。 5.2.5 转速调节器的实现 取R0=40kΩ，则Rn=KnR0=2.91×40=116.4kΩ，取120kΩ； Cn=τn/Rn=0.087/120000=0.725μF，取0.8μF； Con=4Ton/R0=4×0.01/（40×103）=1μF，取1μF。 5.2.6 校核转速超调量 当h=5时，由表三查得，δn=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于表四是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。 表三 典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mmin准则确定参数关系） h 3 4 5 6 7 8 9 10 δ 52.6% 43.6% 37.6% 33.2% 29.8% 27.2% 25.0% 23.3% tr/T 2.40 2.65 2.85 3.00 3.10 3.20 3.30 3.35 ts/T 12.15 11.65 9.55 10.45 11.30 12.25 13.25 14.20 k 3 2 2 1 1 1 1 1 设理想空载起动时，负载系数z=0，已知λ=2，IN=291A，nN=1450r/min，Ce=0.118V.r/min，Tm=0.1s，T∑n=0.0174s。当h=5时，由表四查得，ΔCmax/Cb=81.2%，而调速系统开环机械特性的额定稳态速降ΔnN=INR∑/ Ce=291×0.4/0.118=986.44 r/min，当h=5时，由表三查得，σn=37.6%能满足设计要求。 表四 典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 h 3 4 5 6 7 8 9 10 ΔCmax/Cb 72.2% 77.5% 81.2% 84.0% 86.3% 88.1% 89.6% 90.8% tm/T 2.45 2.70 2.85 3.00 3.15 3.25 3.30 3.40 tv/T 13.60 10.45 8.80 12.95 16.85 19.80 22.80 25.85 设计总结 在本次设计中，由于对所学不够了解，而支付了大量的时间对课本加深印象；期间，屡进图书馆只为查阅大量的与本设计相关的资料。查阅大量与电力电子技术、电力拖动自动控制系统有关知识，使我们重新认识到自动化这个专业的优势。做设计期间，屡次探讨，只为与实际联系，做出一个带着我们的思想的课程设计。 在结束时，我们真的很高兴，做设计这个过程预示着我们长大一般。只有经历过，才知道喜悦是最终的果实。 参考文献 1自动控制系统.陈伯时主编.北京：机械工业出版社.1981 2电力拖动自动控制系统（第2版）.陈伯时主编.北京：机械工业出版社.1992 3电力拖动自动控制系统－运动控制系统（第3版）.陈伯时主编.北京：机械工业出版社.2003 4电力电子技术.王兆安主编.北京：机械工业出版社.2000 5半导体变流技术.黄俊主编.北京：机械工业出版社.2000 6电气传动自动化技术手册. 北京：机械工业出版社.1992 7电机控制专用集成电路与应用. 北京：机械工业出版社. 8半导体变流技术（第2版）.莫正康.主编.北京：机械工业出版社.2000 附 录