各种电子对抗技术[1]

演示文档路漫漫其悠远少壮不努力，老大徒悲伤各种电子对抗技术目录 第1章电子对抗（电子战）概述 第2章电子对抗中的侦收技术 第3章电子对抗中的电子进攻技术 第4章有源干扰机理分析 第5章对典型电子武器系统的干扰方式讨论 第6章电子对抗中的电子防护技术第1章电子对抗（电子战）概述 1.1电子对抗及其分类 1.2无线电电子对抗频段划分 1.3电子对抗（电子战）发展历程 1.4电子对抗在现代战争中的地位和作用1.1电子对抗及其分类随着电子技术的发展，现代电子技术已渗透到各个领域，包括军事战争领域。在武器系统中，电子技术所占的比重越来越大，有时甚至占统治地位。从第二次世界大战期间，军事领域第一次大规模引入电子学或电子技术开始，直到最近几次局部战争，如科索沃战争、伊拉克战争等，说明电子战已经成为战争的主要作战形式。电子战是现代高科技应用最活跃最深入的领域。我们可以毫不夸张地说，现代战争离开电子战争就不能称其为现代战争。而电子战争中最重要和最富有挑战性方面的内容就是电子对抗，这正是电子战争的最大魅力所在。如地面战区将用电子对抗破坏敌方的雷达系统，同时更主要的是用于扼制敌方各部队间的通信，就有关飞机、海上水面舰船、地面车辆甚至建筑物等电子战而言，扼制敌方的雷达系统和有关的武器系统将具有重大意义。据统计，如果没有干扰，则防空导弹一次齐射（约为3发）的杀伤概率在90％以上，防空火炮一次点射(约为36发)的杀伤概率在80％以上，步兵肩扛发射的防空导弹杀伤概率也在50％以上。如果采取适当的电子对抗手段，可大大降低武器的杀伤概率。如越南战争中，美军综合采用了多种雷达对抗措施，曾一度使地空导弹的杀伤概率下降到2％，防空火炮杀伤概率下降到0.5％以下；海湾战争中，美军的F－117A隐形轰炸机出动数千架次，执行防空火力最强地区的轰炸任务，在强大的电子干扰掩护下，竟无一损伤。现代战争中，一种作战装备因其在战争中的作用和地位不同可能受到多种雷达和武器系统的威胁、杀伤。如一架作战飞机可能会同时遭受到敌方的空中机载雷达、末制导雷达、近炸引信、地面搜索指挥雷达、地空导弹系统、炮瞄雷达、海面舰载雷达等以及各种无源干扰的威胁。如果它及所在方不能有效地对抗敌方诸多的威胁雷达和武器系统，则其不仅不能完成预定的作战任务，甚至不能保证自己的生存。 电子战最初叫做无线电对抗，1949年，美国正式用“电子对抗”取代“无线电对抗”，并一直沿用至今。习惯上，西方国家称其为“电子战”；前苏联称其为“无线电斗争”；我国有关部门根据对立面相互斗争的哲学原理，称其为“电子对抗”。1.1.1电子对抗定义传统的电子对抗定义为使用电磁能量测定、利用、削弱或通过破坏、摧毁、阻止敌方使用电磁频谱，同时保障己方使用电磁频谱的军事行动。1．电子干扰措施(ECM)电子干扰措施指阻止或削弱敌方对电磁频谱的有效使用所采取的行动。它包括有源电子干扰和无源电子干扰。无源电子干扰用某种方式反射雷达电磁波以与真实目标的反射相抗衡，这种对抗一般用角反射器或箔条实现。有源电子干扰系统通过发射适当的无线电电磁波束来扼制敌方电子设备效用，尽最大限度的减轻对己方的威胁。2．电子抗干扰措施(ECCM)电子抗干扰措施指在敌方使用电子战的情况下确保己方有效使用电磁频谱所采取的行动。它是利用电子手段破坏敌方侦察、扼制敌方的干扰，使己方电子设备保持原有的战术技术水平。3．电子战支援措施(ESM)电子战支援措施指在作战指挥官直接控制下，搜索、截获、识别和定位辐射电磁能量的辐射源，以立即辨认威胁而采取的行动。因此，ESM提供即时决策所需的信息资源，包括ECM、ECCM、规避、目标导向和兵力的其他战术使用。电子进攻为电子对抗的进攻部分，是利用电磁能或定向能等手段来攻击、蒙骗敌方人员、装备和设施，以降低、抑制和摧毁敌战斗力。EA比传统的ECM更强调对敌方电磁传感器进行永久性的破坏和摧毁，因而，更具有攻击性。它包括:1．电子进攻目前实战使用的电子进攻手段主要有：电子干扰；电子伪装；“隐身”；直接摧毁等四种手段。“电子干扰”指利用干扰设备和器材，在敌方电子设备工作的频谱范围内施加压制性干扰或欺骗性干扰(或两者结合使用)，使敌方电子设备不能正常工作，造成通信中断、指挥瘫痪、雷达迷盲、武器失控等。电子干扰是常用的、行之有效的对抗措施。按电子干扰产生的方法分，有源干扰(也称积极干扰)和无源干扰(也称消极干扰)两类。典型接收、发射系统如图典型接收、发射系统。电子干扰的目的就是要破坏收发系统某个环节，使其不能正常工作或正常接收、处理信号。“电子伪装”指假目标诱饵。即为阻碍敌方电子侦察与监视装备获取已方情报，隐藏自己和欺骗、迷惑敌方所采取的技术伪装措施。它又分为无线电伪装、雷达伪装、红外伪装、光学伪装和水声伪装等几种类型。严格地讲它应归入有源干扰或无源干扰类，但多为两者的结合，是一类模拟目标的纯欺骗性对抗措施。有假雷达、假电台，红外诱饵(曳光弹)，烟幕弹，箔条形成的干扰团(模拟舰船、飞机)，无人机或无人船，假坦克，角反射器，模拟桥梁和建筑物以及地形等，以诱骗采用错误的行动。“隐身”指武器和平台为防止被探测设备发现所采取的综合措施，其重点在于减少大型武器系统的雷达截面积和光、声、振动等信号特征，使敌方雷达等探测器的作用和探测效果大大下降。“直接摧毁”指用反辐射导弹直接摧毁敌方电子设备。它是一种最有效、最彻底的电子对抗措施。这种导弹的导引头实际上是一种无源雷达，它利用对方的电磁辐射自行导引，专用于摧毁对方辐射源及其载体，是一种特殊的电子对抗手段。电子进攻系统的地位and作用.干扰破坏敌方指挥、控制、通信和情报(C3I)等信息系统现代战争是陆、海、空、天四维一体化的立体战争(也有称为陆、海、空、天、磁五维立体战争)，战场上情报侦察、作战目标的探测和识别，战场的监视与预警、武器系统的控制、多军兵种协同作战的通信联络和指挥都要依靠C3I系统来完成。在现代战争中，实施电子干扰破坏敌方C3I系统，使敌方雷达迷盲、武器系统失控、通信中断、指挥失灵，在战争中就可使敌军变成"瞎子"、"聋子"、"瘫子"、而处于被动挨打的地位。.干扰破坏敌方雷达与制导武器系统雷达与无线电制导技术的发展，使火箭成为能够跟踪寻的摧毁目标的导弹等的制导武器，使武器发生重大的变革。制导武器能够自动摧毁远距目标，给现代战争带来了严重的威胁。制导武器威力的发挥主要取决于它的命中率，能否击中目标主要取决于制导雷达和导弹制导系统的工作效能。电子干扰装备就是用来干扰破坏雷达与制导武器系统的正常工作，使制导武器失控而不能击中目标。电子干扰装备不仅能干扰破坏各种防空导弹和反舰导弹，还可以干扰破坏巡航导弹，使它不能击中作战目标。.干扰破坏光电精确制导武器系统光电技术的发展在军事装备与武器系统中得到了广泛的应用，目前有60%以上的制导武器系统采用光电制导技术，从而使现代制导武器的精度和命中率大大提高，对现代战争带来了更大的威胁。但是能够有效的对抗精确制导武器的仍是电子干扰装备，它可以扰乱、欺骗、干扰破坏光电精确制导武器系统，使精确制导武器系统失控或偏离目标，而不能发挥其威力。另外采用光电干扰欺骗和伪装，可以保护已方主要军事目标和武器装备。在美国的《美军野战条令》中指出，采取光电伪装的坦克，可使反坦克导弹的命中率降低50%，伪装良好的兵器先敌开火，取胜率可提高2～9倍。.干扰破坏火炮发射的引信炮弹无线电引信技术的发展，研制出了各种引信炮弹，在战场上为了提高炮弹的杀伤威力，现代使用的炮弹大量采用引信炮弹，这种引信炮弹在战场上杀伤威力很大。为了对抗这种威力很大的引信炮弹，从而研制出了引信干扰机。在现代战争中，使用引信干扰机，发射某一干扰频率的电磁波，形成一个电磁波束干扰屏障，可以干扰破坏在同一频率范围内的所有的引信炮弹，使炮弹在空中爆炸而穿不过这一电磁波束屏障，从而使炮弹不能发挥威力与效能。.干扰破坏海上作战平台与武器系统海上作战平台主要有航空母舰和各种舰艇。在现代战争中使用大功率宽频段电子干扰装备，压制敌方航空母舰和舰艇上的雷达、导航、敌我识别、通信和指挥控制系统，使雷达迷盲、导航迷向、通信中断、指挥控制系统失控，军舰无法作战，航母上的飞机无法起飞，即使起飞也无法进行作战，甚至难以返航和降落，因为导航着落系统也被干扰。另外，在强大的压制性电子干扰情况下，航空母舰和舰艇很难发射反舰导弹和巡航导弹，即使发射了也是盲目的，很难击中目标。.干扰破坏空中作战平台和武器系统空中作战平台主要是轰炸机、战斗机、预警机、武装直升飞机等。现代作战飞机的作战效能不仅依靠飞机的机械性能，而更主要的是依靠先进的机载电子装备与武器系统。电子装备与系统构成了现代飞机的"大脑"、"耳目"与"神经"系统。干扰破坏敌方作战飞机的电子装备和武器系统，可使敌方的机载雷达迷盲，变成"瞎子"。干扰破坏导航系统，可使敌机"迷向"，不能起飞和降落。干扰破坏敌我识别系统，可使敌机分不清敌我，无法进行空战。干扰敌机通信设备，可使敌机变成"聋子"和"哑巴"，无法进行通信联络、引导和指挥飞机作战。干扰破坏敌机机载火控系统，可使作战飞机的武器系统失控和"瘫痪"，从而使飞机处于被动挨打的地位。2．电子防护(EP)电子防护是电子对抗的防御部分，是为保护已方人员、装备、设施遭受敌方或友方电子战的损害所采取的行动。EP比传统的ECCM增加了对友方电子战的防护，并采取对敌方的电子侦察设备主动电子进攻以掩护己方电子活动的策略。它包括：3．电子战支援(ES)电子战支援是由指挥员授权、或直接控制电子侦察设备对敌方有意或无意辐射的电磁能量进行搜索、截获、识别定位、辨识直接的威胁，为电子战作战和其他战术行动服务。ES比传统的ESM更加强调电子侦察情报与其他情报资源的综合运用，以便向指挥员提供更丰富、更准确的战术情报支援。它包括：与此相关的电子战术语还有：4.指挥和控制战(CommandandControlWarfare)C2W：在情报相互支援下综合运用作战保密、军事欺骗、心理战、电子战和实体摧毁手段，不让敌方指挥和控制能力获得信息，影响、削弱或破坏敌方指挥和控制能力，同时保护己方指挥和控制能力不受这类行动的危害。C2W适应于整个作战领域和所有级别的冲突。C2W具有进攻性和防御性。6.计算机、通信、指挥和控制战（Computer、Communication、CommandandControlWarfare）C4W：5.C2防护：依靠己方优势或挫败敌方，不让己方C2系统获取信息，影响、削弱或破坏己方C2系统的企图，保证有效指挥和控制己方兵力。1.1.2电子对抗分类1.按使用电子对抗设备类型分为：无线电通信对抗、雷达对抗、制导对抗、引信对抗、光电对抗和水声对抗等。2.按配置部位又可分为外层空间对抗、空中对抗、地面(包括海面)对抗和水下对抗。3.从无线电频域上可将电子对抗分为声学对抗（从次声波至超声波）、射频对抗（3MHz～300GHz）、光电对抗（300GHz以上）。电子对抗包含了使用电磁频谱进行对抗的各个领域，内容十分丰富，有多种分类方法。在军事对抗领域中通常有“四大电子对抗”，它们是：这射频对抗领域中的“四大电子对抗”，它们具有相同的重要性和不同的时效性 表1-1常用频段划分表1.2无线电电子对抗频段划分 标记 频率/MHz 波长/m 按1947年国际协议对应的名称 VLF 0.01-0.03 30000-10000 超长波，(超低频) LF 0.03-0.3 10000-1000 长波，（低频） MF 0.3-3 1000-100 中波，（中频） HF 3-30 100-10 短波，（高频） VHF 30-300 10-1 米波，(甚高频) 超短波 UHF 300-3000 1-0.1 分米波，（特高频） SHF 3000-30000 0.1-0.01 厘米波，(超高频) 微波 EHF 30000以上 短于0.01 毫米波，(极高频)表1的雷达频率命名法每个频段都有其自身特有的性质，从而使它比其他频段更适合于某些应用场合。 高频(HF:3-30MHz) 在这个频段上，大功率器件比较容易实现，接收机的频率稳定度及其相关的动目标显示性能也容易做好，盲速不易出现。另外高频电磁波的一个重要特性是它能被电离层折射，因此，可实现超视距目标检测。但在高频段，窄波束宽度要采用大型天线，外界自然噪声大，可用的带宽窄，并且民用设备广泛使用电磁频谱的这一部分。此外，波长长意味着许多有用的目标位于瑞利区，在该区内目标的尺寸比波长小，因此，目标的截面积在HF频率条件下比在微波条件下小。 甚高频(VHF:30-300MHz):与HF频段一样，VHF频段很拥挤，带宽窄，外部噪声高，波束宽。因此，雷达很少采用该频段。 超高频(UHF:300-3000MHz)：与VHF相比，超高频段外部噪声低，波束也较窄，并且也不受气候的困扰，接收机具有良好的动目标显示能力。但这个频段也有通信和电视电磁波的干扰，接收机频率的选择和滤波同样十分重要。 L波段(1.0～2.0GHz)：它是地面远程对空警戒雷达首选的频段，该频段的雷达作用距离远，外部噪声较低，天线尺寸不太大，角分辨力也较好。目前GPS（即全球定位系统）卫星使用1.57442GHz和1.22760GHz作为卫星导航定位的载波。 S波段(2.0～4.0GHz)：是目前雷达使用较多的频段，远距离的警戒引导雷达和中距离的跟踪雷达均可使用这一频段。在这个频段内，电磁波受气象条件的影响已变得明显起来。MTI(MovingTargetIndicationsRadar)雷达出现的盲速数量增多，从而使MTI的性能变差。 通常比S波段低的频率适合于对空警戒（大空域内探测和低数据率跟踪多目标），S波段以上的频率更适合于信息收集。 C波段(4.0～8.0GHz)：C波段介于S波段和X波段之间，可看作是二者的折中。但是在该频段或更高的频率上实现远程对空警戒很困难。该频段常用于导弹精确跟踪的远程精确制导雷达中。多功能相控阵防空雷达和中程气象雷达也使用该频段。这个频段的接收机许多关键电路的要采用分布参数。 X波段(8.0～12.5GHz)：X波段是军用武器控制(跟踪)雷达和民用雷达的常用频段。舰载导航和领航、恶劣气象规避、多卜勒导航和警用测速都使用X波段。X波段雷达的带宽宽，从而可产生窄脉冲(或宽带脉冲压缩)，并可用尺寸相对小的天线产生窄波束， S波段、C波段和X波段较严重的气象干扰影响了雷达接收机的动目标性能。然而对气象雷达而言，云雨的反射回波恰恰是所需要的信号，所以气象雷达一般都工作在S、C和X波段。 Ku、K和Ka波段(12.5～40GHz)：以水蒸气的吸收频率为界将K波段细分为两个频段，低端用Ku表示，高端用Ka表示。这些频段带宽宽，且用小孔径天线可获得窄波束。但在该波段难于产生和辐射大的功率，由于雨杂波和大气衰减的限制，工作在较高频率越加困难。所以，使用该频段的雷达不多见。但用于机场地面交通定位和控制的机场场面探测雷达由于要求高分辨力，它们工作在Ku波段。因为作用距离近，该波段特性的缺点并不重要。 毫米波波段(40GHz以上)：当频率为60GHz时，由于大气中氧气吸收产生的异常衰减，排除了雷达在其邻近频率的应用。因而94GHz频率(3mm波长)通常代表毫米波雷达的“典型”频率。实际上，所谓“传播窗口”(94GHz)处的衰减同样大于2.22GHz水蒸气吸收频率点处的衰减。毫米波雷达更适合于工作在没有大气衰减的空间雷达。对近程应用，当衰减不大且可承受时，人们在大气层内的近程雷达(如毫米波引信)中也考虑采用这些频率。1.3电子对抗（电子战）发展历程1.日俄海战初露锋芒2.第二次世界大战3.越南战争电子对抗4.美利战争软硬兼施5.海湾战争6.伊拉克战争1.4电子对抗在现代战争中的地位和作用1．电子对抗技术在现代战争中的地位随着科学技术的飞速发展，各类武器装备中电子技术含量不断增加，电子对抗技术几乎渗透到所有军事领域中。战场的侦察、监视和警戒，目标的跟踪与识别，精确制导武器的制导，武器系统的瞄准与射击，作战部队的指挥与协同等都是通过电子技术来实现的。谁掌握了“制电磁权”谁就掌握了战争的主动权。现代战争中的实践证明，电子对抗技术已贯穿于战争的全过程，是高技术武器的“倍增器”，是现代战争中一种重要的作战手段，对战争的进程和结局将产生重要影响。电子对抗技术在现代战争中将发挥更大作用。2．电子对抗技术在现代战争中的作用1）获取敌方军事情报2)破坏敌方作战指挥3)掩护突防和攻击4)保护重要目标5)保障己方电子设备正常工作电子侦察系统集声、光、电技术于一体，从水下到海上，从地面到太空，到处都部署着电子侦察探测设备。通过电子侦察，获取敌方电子设备的有关技术参数、数量和配置位置的情报，从而判断敌方兵力部署和行动意图，为我方制定作战计划提供依据。无线电通信仍是军队作战指挥的主要手段之一。在陆、海、空军协同作战、坦克集群突防、飞机或舰艇编队行动、空降作战、海上登陆作战以及军队被围时，无线电通信是唯一的通信手段。对敌方无线电通信设备进行有效的干扰，使敌方的指挥通信中断、瘫痪，将严重削弱敌军的战斗力。在现代战场上，雷达担负着对空、对海警戒，搜索、跟踪目标等众多任务。对敌方雷达系统进行有效的电子干扰，使其难以发现目标或发现的是假目标，无法控制武器进行攻击，从而达到减少被敌打击的机会、掩护己方部队进攻和突防的目的。在一些重要目标的附近部署雷达干扰设备，干扰敌方机载雷达和制导武器的末制导雷达，以降低其命中精度。干扰敌方的全球卫星定位系统，使敌制导武器失控。设置反雷达、反红外伪装等，以保护己方炮兵阵地、导弹发射阵地等重要目标。战场上情况瞬息万变，指挥员需要尽快得到各种情报信息，以便采取多种行之有效的反侦察、反干扰、反摧毁等防御措施，保障己方无线电通信迅速、准确、保密、不间断，雷达和制导兵器控制自如，这对于取得作战的胜利具有重要意义。3．电子对抗技术对现代战争的影响1)战场环境更加错综复杂2)交战双方力量对比产生重大影响3)对作战进程产生重大影响4)促进作战方式的变革电子对抗技术在高技术战争中的运用使战场环境更趋复杂。一是战场由海、陆、空向电磁空间扩展，交战双方不但在有形的地面空间战场上激烈拼杀，而且在无形的电磁空间中进行电磁拼杀斗争。二是电子战渗透到陆、海、空、天几乎所有的作战系统，贯穿于现代战争始终。世界近期的几场局部战争结果表明，武器设备和人员数量占优势，而电子对抗能力弱的一方，不是真正的优势。因为武器系统中电子技术的进步与落后，电子对抗能力的强弱，已经成为改变军事力量对比的重要因素。在海湾战争中，伊拉克在兵力数量上占优势，武器装备也不是很落后，多国部队却能长驱直入，在很短的时间内取得胜利，重要的原因之一就是依赖电子压制的掩护，将几十万部队进行大范围、远距离的机动，对伊军达成了战役的合围。开战后又成功地干扰压制了伊军地面战术通信系统，使其指挥陷于瘫痪，地面部队形如散沙，难以形成战斗力。现代战争必然是以电子对抗为先导，并贯穿于战争全过程，甚至在战争打响之前就已经进行着激烈的对抗。电子对抗为及时获取对方军事情报，达成战争的突然性和攻击的准确性奠定了坚实的基础。电子对抗装备和作战武器的综合运用，使军队的远战能力和攻击能力大大增强，武器命中精度大大提高，战略意图“一步到位”的可能性增大，使战争的进程得以有效地控制，速战速决成为可能。科索沃战争，由于美国和北约掌握了战场的制电磁权，并以此赢得了制空权，从而牢牢地控制住战场，主导着整个战场，不仅掌握着战场的节奏，而且掌握着袭击的时间表。这表明战争和战场的透明化。在现代战争中，电子对抗的运用将决定战争的进程，乃至战争的胜利。电子对抗手段的运用，为战争的实践提供了宝贵的经验，极大地促进了传统作战方式的变革。电子对抗已从过去的作战手段发展为直接的军事打击力量。这就势必促成电子对抗与情报战、火力战等软硬一体的新的作战方式出现。与此同时，电子对抗技术的广泛运用，正促成传统的作战方式发生重大变革。自海湾战争之后，地面交战和空中攻击的时间比例日趋悬殊，特别是科索沃战争，使空战取胜成为现实，战略空袭已构成独立的战争阶段；具有攻防能力的远程武器系统将“短兵相接”的近战转向远程作战为主；各种先进的飞机可以昼夜不停地实施空袭作战，将昼间作战转向夜战为主等。随着计算机技术在军事领域中的应用，网络战走向了战争的舞台，网络战的出现对未来高技术局部战争的作战样式、作战形态都产生重要而深刻的影响。这些作战样式的改变，在很大程度上都得益于电子技术，特别是电子对抗系统效能的充分发挥。4．电子对抗技术的发展趋势1)电子对抗的手段向一体化和通用化方向发展2)电子对抗的重点向C4ISR一体化系统和反精确制导武器方向发展3)电子对抗的领域将不断拓展，新样式不断出现4)电子对抗的电磁频谱向全频段发展高技术战争的综合战场是以高技术电子兵器的综合应用为特征的，它将导致未来的军事对抗和电子对抗的内容、模式和概念发生深刻的变化。未来的电子对抗中，空地、空海一体和陆、海、空、天、电一体化和通用化方向发展，使电子战系统实现资源共享，对抗手段互通，提高电子对抗装备的综合能力。电子对抗的主要目标是指挥、控制、通信及情报系统，防空（指挥）雷达系统，武器制导（指挥）系统等。这些系统中最重要的是指挥、控制、通信、计算机、情报以及监视、侦察系统即C4ISR系统。C4ISR系统是国家及军队威慑力量的重要组成部分，是现代军队的神经中枢。C4ISR系统一旦遭到破坏，后果不堪设想。电子对抗的重点向C4ISR一体化方向发展。精确制导武器具有极高的命中率和较好的作战效能，是未来高技术战争重要武器装备之一。精确制导武器的命中率取决于它的制导系统。制导系统是由电磁波、红外或激光传感器来引导，因此，对付它的最有效手段就是电子对抗，尤其是综合电子对抗系统。一批围绕制导与反制导的新的电子对抗装备或系统，将成为电子对抗技术发展的重要内容。在高新技术的推动下，电子对抗的装备将不断发展更新，电子对抗领域将不断拓展。一是计算机病毒等将成为电子战的新领域；二是定向能武器可望成为电子战的又一“拳头”；三是电磁脉冲弹将成为电子设备的新“克星”；四是网络战将成为信息争夺的重要平台。由于雷达侦察技术向扩展频段、提高测向及测频精度、增强信号处理能力方向发展，所以未来的电磁斗争频谱将向全频段发展。一个完整的指挥自动化系统应包括以下几个分系统：　　“神经中枢”—指挥系统。指挥系统综合运用现代科学和军事理论，实现作战信息收集、传递、处理的自动化和决策方法的科学化，以保障对部队的高效指挥，其技术设备主要有处理平台、通信设备、应用软件和数据库等。　　“手脚”—控制系统。控制系统是用来搜集与显示情报、资料，发出命令、指示的工具，主要有提供作战指挥用的直观图形、图像的显示设备、控制键钮、通信器材及其他附属设备等。　　“神经脉络”—通信系统。通信系统通常包括由专用电子计算机控制的若干自动化交换中心以及若干固定或机动的野战通信枢纽。手段包括有线载波、海底电缆、光纤以及长波、短波、微波、散射和卫星通信等。　　“大脑”—电子计算机系统。电子计算机是构成指挥自动化系统的技术基础，是指挥系统中各种设备的核心。指挥自动化系统的计算机要求容量大、功能多、速度快，特别要有好的软件，并形成计算机网络。　　“耳目”—情报、监视、侦察系统。情报系统包括情报搜集、处理、传递和显示。主要设备有光学、电子、红外侦察器材、侦察飞机、侦察卫星以及雷达等。监视与侦察系统的作用是全面了解战区的地理环境、地形特点、气象情况，实时掌握敌友兵力部署及武器装备配置及其动向。　　军队指挥自动化系统以其突出的情报获取能力、信息传输能力、分析判断能力、决策处置能力和组织协调能力，在军队现代化建设和高技术战争中的地位和作用日益突出。可以预见，随着科学技术的发展，军队指挥自动化系统将越来越完善。1.5电子对抗理论与方法要解决的三大问题电子对抗中的侦察接收问题电子对抗中的干扰问题电子对抗中的抗干扰问题本课程将围绕这三大问题展开讨论。第2章电子对抗中的侦收技术 2.1概述 2.2无线电信号频率侦测技术 2.3对无线电辐射源的定向技术 2.4对无线电辐射源的定位技术 2.5侦收系统的作用距离2.1概述电子侦收是获取军事情报的重要手段，也是实施电子进攻和电子战摧毁的前提。电子侦收是用电子侦察装备对敌方军事电子设备辐射的电磁信号进行截获、检测、分析、识别、定位，以便确定敌方军事电子设备及其相关平台对己方的威胁程度，为己方指挥决策和电子战装备设计提供情报支援。电子侦收的首要任务是确定敌方辐射信号的频率和辐射源位置，通常由电子侦察接收机来完成这一任务。电子侦察接收机可以分为四种类型：宽开式接收机扫描接收机信道化接收机半宽开自适应接收机典型自动化电子侦察系统(FRS－2904)的结构如图2-1所示.图2-1自动化电子侦察系统框图电子侦察接收机参数有：——覆盖的频率范围；——调谐时间(在单位时间内锁定和信号数量的能力)；——在频域搜索被侦察信号方式；——发现信号概率(与其相关的特征参数：如门限信号、透过概率、噪声电平)。(是指在一定的时间内。)信号参数包含有：——空间信号参数：定向参数、电子系统的角坐标、被侦察对象的运动速度和加速度；——时间参数：脉冲信号宽度、脉冲信号重复周期；——频率参数：载频、副载频和信号频谱的其他特征频率、辐射信号谱宽、辐射信号局部最大谱线的特征参数；——结构参数：信号调制的形式和深度、信号极化形式。机载和星载侦察设备进行分析和确定的信号参数将由遥测线路传输下来。2.2无线电信号频率侦测技术 对无线电信号频率的侦测主要由专用的无线电接收机来完成，现代测频技术主要包括：2.2.1晶体视频接收机（CrystalVideoReceiver）特点：灵敏度差、廉价。被用于在电子战环境中截获和监视信号。由于起初检波器都是由晶体管做的，且射频信号被直接检波以产生视频，因此，称为晶体视频接收机。 晶体视频接收机可覆盖很宽的射频带宽（宽开测频接收机），典型值为几个倍频程，因此，具有高截获概率（POI）。但一般晶体视频接收机灵敏度较低，如，一部频率覆盖几GHz、增益有限的晶体视频接收机的典型灵敏度在-30dBm，且它不能确定输入信号的频率，即不能从频率上区分输入信号。 为改善频率选择性，在有些应用场合，在检波器之前插入一个预选滤波器来限制输入射频带宽。预选滤波器可以提供输入信号的粗频率信息，同时具有降低噪声带宽之功效。但滤波器所引入的额外损耗将部分抵消降低噪声带宽的效果。简单视频接收机通常也和梳状滤波器一起使用。如图2-3为梳状滤波器晶体视频接收机原理框图。简单晶体视频接收机的灵敏度主要取决于检波器特性和射频放大器的噪声系数，因此其灵敏度受射频增益限制。目前，已有能覆盖很宽频带的单片微波集成电路(MMIC：MonolithicMicrowaveIntegratedCircuit)射频放大器,能应用于晶体视频接收机。通常用二极管作为检波器。理想二极管的电流电压关系如下式表示：其中IS是二极管正向饱和电流、n是略大于但很接近于1的参数、k是波尔茨曼常数（1.3810－23J/K）、T是温度（常温290K）、q是电荷量(1.6110－19C)。(二极管I－V曲线略)二极管的带宽受寄生电阻和电容的限制。二极管检波器根据其工作状态可分为两类：平方律检波器（也称小信号检波器）和线性检波器（也称大信号或峰值检波器）。在平方律检波器中，输出电压正比于输入电压的平方，即输出电压正比于输入功率。V0=AVi2=APiA为比例常数。在线性检波器中，输出电压由下式给出：V0=BViB是比例常数。实际的二极管检波器包括平方律区和线性区两部分。在输入功率电平较低时，检波器工作于平方律区，而在输入功率电平较高时，检波器工作于线性区。在晶体视频接收机中，检波器通常根据不同的输入功率电平而工作在这两个区。如果检波器前的射频放大器饱和，那么至检波器的输入可能保持在一恒定电平，在这种情况下，检波器通常设计工作在线性区。通常，为获得探测一个脉冲所要求的探测概率(Pd)和虚警概率(Pfa)，或者为获得测量参数所需的精度，就要求在接收机的输出端（检波器输出端）有一定的信噪比(SNR)。视频接收机的输入端信号必须比噪声高出某个所需的比值。在晶体管视频接收机中，忽略与分析无关的比例常数，可以认为输出信号So为(平方律检波器)：SO=(SiGRF)2其中：Si是天线收集到的输入信号，GRF是射频放大器的增益。输出噪声No，它由三部分组成：N0=NN+Nim+Nd其中：,它是由输入噪声Ni引起的Ni=kTBRFF，BV是视频带宽，F是RF放大器噪声系数，BRF是射频带宽。是输入信号Si与输入噪声Ni之间的互调引起的噪声贡献。是晶体视频检波器的噪声贡献。其中，FV是视频噪声系数，M=2/Ro是检波器品质因数，是检波器开路电压灵敏度，Ro是检波器视频电阻。如果射频放大器是高增益的（即GRF>>1），则Nd可忽略。而且，当BRF>>BV，时，则可写成：因此，输出信噪比为：在大多数应用场合，晶体视频接收机是用于检测脉冲雷达信号而不是连续波信号。这类接收机测量的信号参数通常有：脉冲幅度、脉冲宽度和脉冲到达的时间（TOA）。2.2.2搜索式超外差接收机（SweptSuperheterodyeReceiver）特点：能够搜索比较宽的射频带宽，并把该带宽内的所有信号分送到振幅和频率分辨单元，以便确定被接收信号的辐射特性。在电子对抗测试试验中，可用作电子干扰信号监视器。这种接收机也能用作干扰机引导接收机。1.工作原理原理框图如图2-4所示：在搜索过程中，为便于信号处理，要求差频信号即中频信号保持某一固定的频率，因此，一般应实现射频滤波器与本振进行统调。设射频信号为：VR=ARsin(Rt＋R)本振信号为：VL=ALsin(Lt＋L)混频器输出信号为：混频输出产生两个信号，一个是下边带信号(fR-fL)，另一个是上边带信号(fR+fL)。如果(fRfL)，称为高端本振，且下边带频率变为(fL-fR),上边带保持不变。设取下边带信号为中频信号，滤除上边带信号，则中频信号输出为：事实上，混频器是一个非线性器件，除主信道中频信号外，还将产生许多其他频率（互调分量）信号。这些不期望的频率分量称为寄生响应，由此形成对主信道信号的干扰称为混频器的寄生信道干扰，或混频器组合干扰。寄生频率可由下式预测：fS=mfL+nfR其中m，n为任意整数，可正可负，但寄生频率fS必须为正。若在变频器中采用双平衡混频器，为使频带内的寄生响应最小，则本振信号功率比输入射频功率高20dB以上。通常，在下变频过程中，fL和fR都高于fI，因此，只有两输入信号的谐波差才能产生干扰fS。如果fR/fL之比大于0.85，则可能的寄生响应fS的数量最少，且所有寄生响应都是高次寄生响应，因此其幅度相对于中频输出较小。上变频情况相对复杂。通常要求fI略高于fL，以使本振频率的任何次谐波都在中频波段外。但在中频输出中仍可能存在射频的谐波。如果使fI/fR之比为一偶数，则可利用双平衡混频器的工作特性来降低谐波污染的电平。在双平衡混频器中，对输入信号的偶次谐波的抑制强于奇次谐波，且小功率输入射频信号的谐波随谐波次数而迅速下降。对于上变频情况，如果fL/fI之比约大于0.88，则寄生响应fS的量最小。但当fL/fI之比趋近1时，本振至中频的直通将很难被滤除掉，因此必须在期望低寄生响应和本振污染电平之间进行折中。2.超外差接收机需要注意的两个问题1) 镜频问题2) 本振稳定度问题1) 镜频问题对给定的中频频率fI和本振频率fL，存在两个射频信号能产生同样的输出，即fR=fLfI。其中一个为期望的输入信号，另一个则为干扰信号，称为镜频信号。如图2-5所示。 注意，只有下变频存在镜像问题。通常用镜像抑制比dms来衡量混频器对镜像信号干扰的抑制能力。其定义是：保持输入射频信号幅度恒定，主信道输出的信号功率PIO与镜像信道输出的功率Pms之比，称为镜像抑制比，即dms＝或保持输出幅度恒定，镜像信道的输入功率Pmi与主通道的输入功率PR之比，称为镜像抑制比，即dms＝对线性系统来说，两者是等价的。消除镜像频率干扰的方法有：a.提高射频电路的选择性，抑制镜像信道b.采用零中频技术c.采用逻辑识别方法提高射频电路的选择性，抑制镜像信道a)预选器与本振统调b)采用宽带滤波—高中频接收c)采用双平衡混频器，实现单信道接收预选器与本振统调混频器前增加一个预选滤波器(一般为窄带滤波器)，当接收机本振频率变化时，预选滤波器的频率也跟着变化，即所谓统调，预选器通带对准侦收频率，阻带对准镜像频率，实现单信道接收。如图2-6所示，设fs1=fL－fI为预侦收的信号，fs2=fL+fI为镜像频率，由图可见消除了镜像频率可能引起的测频错误。中频频率应满足：用宽带滤波—高中频接收即用固定频率的宽带滤波器取代窄带可调预选器，同时提高中频，将镜像信道移入滤波器的阻带中，抑制镜像信号，保证单信道接收。90桥定向耦合器具有如下特性：设输入射频信号vin=cost，则v1=cos(t)；v2=cos（t-90）；采用双平衡混频器，实现单信道接收设本振信号为vLO=cos(Lt),从镜像抑制混频器结构可知:端口1与本振同相，即v1=cos(Lt)；端口2滞后本振90相位角，即v2=cos（Lt-90）；端口3为v3=cos[(L－)t];端口4为v4=cos[(L－)t-90].这样，当本振频率高于信号频率时，端口3较端口4的相位超前90，信号在端口5相减，而在端口6相加，它基本在端口6形成输出。当本振频率低于信号频率时，端口3为v3=cos[(-L)t];端口4为v4=cos[(-L)t+90].于是，端口3较端口4相位滞后90，信号在端口6相减，而在端口5相加，基本在端口5形成输出。结果比本振频率高和比本振频率低的信号将分别在混频器的不同的中频输出端口输出。采用零中频技术即选取本振频率与主频相同的方法，如图2-8所示。采用逻辑识别方法。主频与镜频相差2倍中频，对于某个辐射源，如果有两次接收，且频差为2倍中频，则其中必有一个是镜频干扰。采用这种方法的缺点是不能实现脉冲测频。2)本振稳定度问题超外差接收机的另一个需要关注的是本地振荡器的稳定度问题。本振稳定与否将直接被引入至中频输出中并影响被测信号。振荡器稳定度一般分为长期稳定度和短期稳定度。长期稳定度通常以时域来度量，如MHz/小时、天或年。它取决于温度变化和器件的老化等因数，其表示方法有最大偏差法和均方根偏差法两种。最大偏差法其数学表示式为式中，是n个偏差中的最大值。均方根偏差法其数学表示式为式中，而短期稳定度指几秒钟的持续时间内，在标称频率附近的频率变化。在频域观察更方便。本振的短期稳定度比长期稳定度更重要，因为短期稳定度代表了本振的频谱纯度即本振噪声。本振的任何噪声都将调制和污染中频。 短期稳定度时域表示 设信号源输出信号为式中，为瞬时相位起伏。则瞬时相对频率变化为在观察时间段[t1，t2]内，信号源的频率稳定度为b.短期稳定度频域表示由于稳定度的问题，使得实际信号源载频f0的频谱不再是一个纯净的谱线，而是其频率和振幅受噪声调制，具有一定宽度的频谱。一般用“单边带（SSB）相位噪声”来描述这一现象，如图所示。单边带相位噪声L(fm)定义为：偏离载波频率fmHz，在1Hz带宽内一个相位调制边带的功率PSSB与载波功率PS之比，即通常L(fm)用相对于载波1Hz带宽的对数值表示，即dBc/Hz。如某压控振荡器相位噪声：－90dBc/Hz@10kHz。L(fm)是相位噪声常用的表示形式。亦已证明：式中，是相位变化的均方根值。 一般情况下，为获得高频选择性、高灵敏度和宽动态范围，超外差接收机的瞬时带宽(即中频带宽)相对较窄。由于超外差接收机的带宽窄，其截获概率相对较低。尽管如此，超外差接收机还是广泛应用于电子战接收系统中。在电子战应用中，超外差接收机通常与宽带接收机配对使用。宽带接收机引导超外差接收机调谐到感兴趣的信号频率上，然后用超外差接收机来完成接收功能。3频率搜索形式两种形式：连续搜索和步进搜索，在连续搜索中又分为单程搜索和双程搜索，如图2-8所示。图中符号意义如下：f2-f1为频率搜索范围；Tf为频率搜索周期；tf为频率搜索时的接收时间，即频率搜索过一个侦察接收机带宽fr所用的时间；f0为信号中心频率；N为脉冲群持续时间。也可采用数字式(步进式)搜索，便于数字化处理。4频率搜索速度选择A慢速扫描：接收机调谐到分析带宽内的时间大于输入端信号的重复周期。同时，在接收机扫过一个瞬时带宽fr的时间tf内所收到的脉冲数(脉宽)应满足处理机和显示器所需的脉冲数Z，即tfZ其中：为脉冲宽度B快速扫描时，是指在脉冲宽度内，侦察接收机要扫完整个侦察频段，即，搜索周期Tf。此时调谐速度非常快，仅仅被确定频率时的灵敏度、精度、分辨率的允许变化范围所限制。频率搜索速度：C中速扫描对无线电侦察接收机来说，最具代表性。以中等速度扫频时，全景侦察接收机调谐到带宽内的时间tf由以下关系确定：kTC>tf>TC――被侦察信号脉冲周期；在频率调谐的一个周期内，脉冲可能不被发现。*注意：搜索式超外差接收机为保持良好的频率选择性，一般中频带宽较窄。而搜索式超外差接收机要保证高灵敏度接收信号，接收机的最高扫描速率必须限制在B2，其中B是最后一级中频滤波器的带宽。因此窄中频带宽将要求接收机以相对较慢的速率进行扫描。频率的截获概率(即通常所说的频率搜索概率)对于脉冲雷达信号来说，根据给定时间不同，可定义为单个脉冲搜索概率、脉冲群搜索概率以及在某一给定的搜索时间内的搜索概率。单个脉冲的搜索概率为：P=式中，f为测频接收机的瞬时带宽；f2-f1为测频范围，即侦察频段。如：f＝5MHz,f2-f1=1GHz，则P=0.005,可见截获概率是很低的。若能在测频范围内实现瞬时测频，即f＝f2-f1，则频率截获概率为1。2.2.3.瞬时测频接收机（InstantaneousFrequecyMeasurementReceiver）特点：一种简单而又紧凑的瞬时频率测量电子战接收机，它能以小于几十微秒时间测量射频输入信号的频率，并对于单一射频脉冲具有几乎100％的截获概率。既能覆盖很宽的射频带宽，又能对窄脉冲信号有较高的灵敏度和良好的频率分辩力。通常被用作干扰机引导接收机，可调窄带超外差截获接收机或调谐射频接收机。因为它在宽频带范围内运用对信号宽开接收的原理，所以它能在整个宽频带范围内用具有足够强度的瞄准式连续波干扰机对频带内的任何地方进行干扰。同样，对自身平台感应的射频干扰具有高灵敏度。瞬时测频接收机一次只能正确响应一个输入信号，否则，对同时信号响应会产生错误频率信息。由于上述原因，作为电子对抗接收机用受到限制。但它可用于在电子对抗模拟器中供鉴定我方雷达之用。1.基本工作原理瞬时测频接收机将输入信号分为两路。其中一路有一个固定延时，使两路之间产生一个与频率有关的相位差。由下式给出：＝2f0式中f0是输入信号频率。在瞬时测频接收机中通过测量相位差，并由上式确定输入信号频率。基本瞬时测频接收机示意图如下图所示。为简化分析，假设所有信号均为单位振幅，器件均为理想的。设射频信号vR=cos(t)，则相位相关器(电桥)输出为：v1=cos[(t-)]；v2=cos[(t-)-90]=sin[(t-)]；v3=cos(t-180)＝-cos(t)；v4=cos(t)；v5=cos[(t-)]-cos(t-90)=cos[(t-)]-sin(t)v6=cos[(t-)-90]-cos(t)=sin[(t-)]-cos(t)v7=sin[(t-)]+cos[t-90]=sin[(t-)]+sin(t)v8=sin[(t-)-90]+cos(t)=－cos[(t-)]+cos(t)经平方律检波器检波及低通滤波器处理后，相关器的四个输出转换为视频信号如下：v9=1-sin()v10=1+sin()v11=1+cos()v12=1-cos()由两个差分放大器进行处理后，得到一对正交量（隔直流）：vI=2sin()=2sin()vQ=2cos()=2cos()由此可得：=tan-1()=当相位已知时，可计算出频率f。若将两正交量vI、vQ分别加到静电示波器的水平偏转板上，那么，光点相对x轴的夹角则为，能单值地表示出被测信号的载波频率，实现测频。如图2-10所示。上述模式的瞬时测频接收机电路结构简单，体积小，重量轻，运算速度快，并能实时显示被测信号频率。但其缺点是明显的，测频范围窄，精度低，灵活性差。在现代瞬时测频接收机中，通常将输出I、Q正交电压信号转换为数字信息，再进行数字处理，利用三角关系计算出相位值。注意，这里延迟线延迟时间不能太长，否则会产生测频模糊。必须将由延迟线引起的相位限制在2范围，因此，不模糊测频范围为F=1/。2.并行瞬时测频接收机在实际工作中，数字式瞬时测频接收机既有测频范围F的要求，又有频率分辩力f的要求，于是，量化单元数n=。实际瞬时测频接收机采用多部简单瞬时测频接收机并联组成。最长的延迟时间提供精确频率分辩力，但它也产生相位（频率）模糊。采用较短的延迟时间来解决相位（频率）模糊问题，最短延迟时间受接收机带宽的限制。如果接收机带宽是B，则最短延迟时间为min=1/B最长延迟时间必须小于接收机所测量的最小脉宽，否则，延迟和未延迟信号在时间上根本不能交迭。假设一个实际瞬时测频接收机的输入频率范围为2～6GHz、频率分辩力为1.25MHz、最窄脉冲宽度为100nS，那么，频率分辩单元总数为3200个，需要用12位（4096）对频率信息进行编码。此时至少要两部简单瞬时测频接收机并联，且每部接收机都产生6位数据。低6位中的噪声将产生小误差(1.25MHz/位)，而高6位中的噪声将产生较大的误差(61.25MHz/位)。这样的误差在工程应用中是难以接受的。通常采用两个以上相关器。如图2-11所示，采用四个相关器情况。如果设最长延迟时间为50nS，它所代表的非模糊频率为20MHz，然后用4位来表示20MHz将能产生所需的1.25MHz的频率分辩力。其余3条延迟线用于另8位。为降低瞬时测频接收机对噪声的敏感性，可用4个以上的相关器。因为多个相关器只编码一位信息。但是增加相关器会增加瞬时测频接收机的设计成本和复杂性，因此，并不总是增加更多的相关器。3.同时信号在现代战场的密集信号环境中，同时信号的概率是很高的，但一般不存在理想的同时到达信号。同时信号分两类：第一类同时到达信号是两个脉冲的前沿时差Δt<10ns；第二类同时到达信号是两个脉冲的前沿时差10ns<Δt<120ns。要求测频接收机能对同时到达信号的频率分别进行精确测量，而不丢失其中的弱信号。一部瞬时测频接收机一次只能测量一个信号。因此在同时信号的情况下，接收机最多只能正确测量多个输入频率中的某一个信号频率。2.2.4信道化接收机（ChannelizedReceivers）特点：它使用大量相邻滤波器从频域上对输入射频信号进行分选。它具有很多与超外差接收机相同的特性：高灵敏度、宽动态范围、高频率分辨力和频带内提供几乎100％的截获概率。它避免了与分时接收信道或者扫描窄带接收机有关的截获概率的损失。信道化接收机提供检测同时发生的信号能力。在实现上要求大量的电子元件，并且产生有限的频率分辨力。被用于电子反干扰、电子干扰分析器、干扰机的调准、电子情报收集等。1.基本工作原理信道化接收机是将多波道接收机与超外差接收机方法结合起来的一种高截获概率的接收机。多波道接收机是多路晶体视频接收机的并行运用。这种接收机的显著特点：各通道彼此交叠，覆盖测频范围。多波道接收机原理如图2-13所示。2.信号编码信道化接收机的另一关键部分是频率编码电路。如下图所示为有一个输入信号的三个相邻滤波器组的视频输出情况。2.2.5压缩(微扫)接收机(CompressiveReceiver)特点：压缩接收机（CR）结合了信道化接收机和搜索式超外差接收机的特点。压缩接收机能在可与待检测的最窄脉冲相比拟的时间内（如小于1s）扫描某一给定的频率范围。因此，压缩接收机能克服信道化接收机和搜索式接收机的许多限制条件。它是一种电子战频谱分析接收机，它能迅速地搜索比较宽的射频频带，并且把在那频带中的所有信号分类到窄频分辨单元，以便决定未知的（截获敌方的）射频辐射特性。它可以用作干扰机引导接收机，或者在雷达导弹系统的电子干扰分析器中用作电子反干扰部件。1.基本工作原理压缩接收机又称微扫接收机，名称含义来自接收机对接收信号进行脉冲压缩。不同频率的输入信号经处理后变成不同时间延迟的脉冲序列。压缩接收机实现对信号进行实时频谱分析。从工作原理上来说，压缩接收机是建立在一种特殊的傅立叶变换——Chirp变换（CT）基础上的。Chirp变换是采用线性调频脉冲压缩技术对信号完成的一种傅立叶变换。设输入信号为f(t)，则由傅立叶变换可求得其频谱函数为对上式作变量代换，令，其中为扫频斜率，为时间，因为故利用卷积关系，上式可表示为令，表示负斜率线性调频信号；，表示正斜率线性调频信号。由上式可以画出Chirp变换的原理图，如图2-17所示。Chirp变换把傅立叶变换分成如下三个步骤：首先将输入信号f(t)与一负斜率的线性调频本振的滤波器（脉冲压缩线PCL）相乘，以抵消实用平方相位项，便得到输入信号的谱函数。然后通过一脉冲响应为进行卷积完成脉冲压缩，最后再与一校正相位项（脉冲展宽线PEL）相乘，综上，Chirp变换算法模型可以概括为：M(S)一C(L)一M(S)。其中，M代表乘法，C代表卷积，L表示长时宽频宽积，S表示短时宽频宽积。一般长时宽频宽积是短的2倍。该算法在实际应用中，运算中间部分的时宽频宽积要大于其它两个部分。在大多数应用要求中，一般不需要被测信号的相位谱，因此无需对信号做完全的傅立叶变换，可以舍去相位信息而只计算变换的幅频特性。这样算法可以简化为一次乘法后面加一次卷积运算，实际应用中有所不同，为了体现区别表示为M—C一(M)，括号表示可以省略的运算项。如果卷积运算通过色散延迟线（DDL）实现，这样，可以获得压缩接收机的原理框图如图2-18所示。上图中，射频输入信号通过与扫频本振信号相乘转换成线性调频脉冲，实现脉冲展宽，如图2-19（a）所示。色散延迟线(其延时一频率斜率与扫频信号斜率相反)在付立叶变换过程中用作卷积器，完成把扫频信号在时间上的能量压缩，实现了脉冲压缩，如图2-19(b)所示。色散延迟线输出信号经过检波和视放后进行A/D变换、存储，最后送给处理机。我们可以这样来理解时间压缩现象：输入信号的前沿在T0时刻进入色散延迟线，其瞬时频率为（f0-f），被延迟的时间为T1，而输入信号的后沿在T1时刻进入色散延迟线，其瞬时频率为（f0+f），被延迟的时间为T0。因此，整个调频脉冲被压缩，并在T0+T1时刻离开色散延迟线。压缩接收机就是利用这个简单的基本思路将输入信号转换成窄脉冲的。举例：设输入（被侦收）脉冲信号频率范围100MHz～200MHz，脉冲宽度10S，接收机本振信号频率范围200MHz～300MHz，扫频周期为100S，取上变频中频输出，则中频信号频率范围300MHz～500MHz。由于输入信号出现的时间是随机的，讨论下列三种情况下，匹配滤波器（色散延迟线）输出情况。输入信号频率为100MHz，从扫频起点t=0S进入接收机；输入信号频率为100MHz，从扫频起点t=50S进入接收机；输入信号频率为200MHz，从扫频起点t=50S时刻进入接收机；输入(被侦收)脉冲信号频率为100MHz，脉宽10S，t=0S脉冲进入接收机，混频后，由例图(a)可见，对应中频输出为：(射频频率+本振频率)=(100+200)MHz=300MHz，输入脉冲后沿对应的中频输出为：(100+210)MHz＝310MHz。再由例图(b)和(c)可得，该中频脉冲信号前沿300MHz延迟200S后离开压缩线，后沿310MHz延迟190S后离开压缩线，脉冲结束。最后整个脉冲被压缩至t=200S位置，如下图(a)所示，说明t=200S位置对应于输入射频为100MHz的信号。同理，输入(被侦收)脉冲信号频率为100MHz，脉宽10S，t=50S脉冲进入接收机，混频后，由例图(a)可见，对应中频输出为350～360MHz。再由例图(b)和(c)可得，该中频脉冲信号前沿350MHz延迟150S后离开压缩线，后沿360MHz延迟140S后离开压缩线，脉冲结束。最后整个脉冲被压缩至t=200S位置，如下图所示，说明t=200S位置r仍然对应于输入射频为100MHz的信号。输入(被侦收)脉冲信号频率为200MHz，脉宽10S，t=50S脉冲进入接收机，混频后，由例图(a)可见，对应中频输出为450～460MHz。在由例图(b)和(c)可得，该中频脉冲信号前沿450MHz延迟50S后离开压缩线，后沿460MHz延迟40S后离开压缩线，脉冲结束。最后整个脉冲被压缩至t=100S位置，如下图(c)所示，说明t=100S位置对应于输入射频为200MHz的信号。色散延迟线的时间延迟与扫频的时间延迟相匹配，而扫频方向却正好相反。所以色散延迟线的冲击响应为式中：Tc为色散延迟时间，且Tc≤TL0，色散延迟线压缩带宽。色散延迟线输出端的信号可表示为则为直观理解压缩接收机测频原理，在此设输入射频信号是频率为，初相为的定频恒幅信号，即为分析上式可以发现：（b）色散延迟线输出端的信号为受加权的线性调频信号，即色散延迟线输出端信号经过检波视放后的输出为抽样函数形式，抽样函数主峰在时间轴位置正比于输入射频信号频率f1，即仅与输入信号的频率有关，或者说，压缩接收机输出脉冲位置代表了输入信号的频率信息。这正是压缩接收机测频原理所在，即有项表示色散延迟线输出端的信号仍是，扫频斜率为，相位为。可以无关，也即该项只含有线性调频信号，频率为发现，其频率与待测射频信号频率输入信号的相位信息，但在传统压缩接收机中，人们并不关心输入信号的相位信息，该信息在经过检波视放后自动丢失。（a）式中（c）检波视放后的信号为抽样函数脉冲串信号，脉冲串第一旁瓣相对主瓣的电平约为-13.5dB。压缩接收机是通过测量输出脉冲串的主瓣位置而测频的，因此，旁瓣的存在只会产生干扰。当旁瓣电平高于检测电平时，将会产生虚警；相反，若旁瓣电平低于检测电平时，并且恰好有一弱信号存在于此旁瓣中时将会产生漏警。无论如何，旁瓣的存在将严重制约压缩接收机动态范围的提高，改善动态范围的常用方法是在色散延迟线之前或之后加入加权滤波器，如图2-18中虚线框所示。加权滤波器通过改善色散延迟线的矩形频率窗口的形状提高色散延迟线输出的压缩脉冲的主旁瓣比值．以达到增大压缩接收机动态范围的目的。当用SAW器件作为色散延迟线时，加权滤波器可制作在色散延迟线中。常用的加权函数是在基底函数上加一个余弦函数，可表示为式中：是介于0～1之间的一个常数。如果＝0.54，则加权函数就变为Hamming函数，它能使最大旁瓣电平比主瓣低43dB。尽管Hamming函数确能抑制时间旁瓣，但也同时展宽了主瓣，这会降低接收机的频率测量精度和频率分辨力，也即输出脉冲的主瓣宽度与旁瓣电平是一对矛盾，在设计压缩接收机时必须在频率分辨力与双信号动态范围这两个指标间作一权衡。2.压缩接收机关键技术1)扫频本振信号产生压缩接收机的一个特点是对同时到达的信号具有比较好的处理能力。衡量多信号处理性能的一项很重要的指标是压缩接收机的多信号动态范围(MSDR)。要提高接收机的MSDR，对本地扫频本振信号的信噪比、线性度、扫频本振信号和DDL调频斜率的匹配程度等指标有较高的要求。目前使用的产生方法主要有：压控振荡（VCO）法、DDL脉冲激励法、直接数字合成(DDS)法。DDL产生法有输出信号弱、频率分辨率低、需要大时宽带宽积的DDL器件等缺点。因VCO法可以实现高信噪比(>60dB)、高线性(<0.1%)、高调频斜率(几百MHz／us)、大频宽(>1GHz)，故在压缩接收机中使用较多。DDS产生的信号带宽比较窄，现在一般应用在窄带系统中。2)色散延迟线色散延迟线完成信号的卷积运算或脉冲压缩，是压缩接收机中的核心部件。DDL对不同的信号频率产生线性的或增或减的时间延迟。一般按其时宽带宽乘积(TB)来分类，这也代表其对信号处理的增益。主要有电磁式、静磁波、声表面波(SAW)、声体波器件等几种DDL器件。其中声表面波DDL因体积小、容易制作等优势得以更多的关注和应用。目前DDL器件水平能够达到几GHz的带宽，时宽带宽积很高。1)频率分辨力由此可见，压缩接收机巧妙地解决了瞬时频率覆盖范围与频率分辨力之间的矛盾，用增加压缩带宽的方法可以扩大瞬时频率覆盖范围，提高频率截获概率。用增加色散延迟时间的方法可以提高频率分辨力。从而解决了频率截获概率与频率分辨力之间的矛盾。3.压缩接收机的参数 2)压缩接收机灵敏度 由于压缩接收机对信号具有压缩能力，使得信号的峰值功率提高Dc倍，因此压缩接收机的灵敏度较普通接收机提高Dc倍。如果考虑压缩滤波器失配所引起的信噪比损失Lc，则压缩接收机灵敏度与普通接收机灵敏度之间的关系为 如果脉冲宽度Ti小于脉冲取样宽度Tc，则压缩线不能对输入信号有效压缩。实际灵敏度由下面的经验给出: 3)动态范围压缩接收机的动态范围主要受接收机的前端电路与表声波压缩线性能的限制。动态范围分两种：(1)瞬时动态范围当两个频率接近而幅度不等的同时到达信号加入接收机时，其压缩后的弱信号的主瓣电平和强信号的旁瓣电平相等时的两个信号输入功率之比，称为压缩接收机的瞬时动态范围，其典型值为35～45dB。它主要受压缩线旁瓣电平的限制，故亦称为“旁瓣限制动态范围”，主要用来衡量压缩接收机对重叠在强信号上的不同频率的弱信号的侦收能力。 (2)饱和动态范围 当色散延迟线处于最大承受功率时，接收机输入端的信号功率Pimax和接收机的工作灵敏度Pops之比，称为压缩接收机的饱和动态范围。它主要受到接收机内部噪声的限制，故又称为“噪声限制动态范围”，其典型值为60～80dB。(1)取样时间，即压缩线对侦收信号的截取时宽，其最大值为色散延迟线延迟时间Tc。由于色散延迟线对侦收的信号进行压缩，提高了信号的时域分辨力。(2)频率截获时间，即本振扫描周期，＝通常(3)一次扫描频率截获概率PIF4)取样时间、频率截获时间及频率截获概率5)到达时间分辨力由于在一次扫描中，对两个到达信号的扫描起点是相同的，因此对两个信号在时域无法分辨到达时间的差异，故综上所述，压缩接收机具有多方面的优良性能：它巧妙地将Chirp变换与高灵敏度超外差接收机融为一体，将匹配滤波器概念用到宽频带电子侦察接收机中，提高了对微弱信号的发现概率，使传统的扫描超外差接收机的信号处理能力大大增强，瞬时频带大为增宽。因此，压缩接收机的截获概率高；频域分辨能力强；既能处理常规侦察信号，又能处理特殊的侦察信号；灵敏度高，饱和动态范围大；结构简单，成本低。其主要缺点是输出脉冲窄，使后续的视频处理比较复杂。2.2.6零差（homodyne）接收机1.特点零差接收机是一种特殊的超外差接收机。它与普通超外差接收机的主要区别是：零差接收机的本振频率随输入射频信号的载频变化而变化。这是一种用于截获、监视和测量相对具有较高电平的雷达或其他的射频信号的电子战接收机。在电子对抗模拟器中，它能用于鉴定我方的雷达系统。2工作原理2.2.7I-Q(正交)接收机I-Q接收机也称零中频接收机。如图2-22所示是I-Q接收机的示意图。将I-Q接收机稍作改动的一种实际应用是用作相干检波器。利用来自第二个信道的输入信号代替本振。正交输出I(t)和Q(t)可用于对信号的包络进行编码，包络将变为：瞬时幅度(包络)为瞬时相位差将变为基频信号的瞬时频率为由此可见，一般信号的三个特征参数：即，瞬时幅度瞬时相位瞬时频率经正交解调后都能得到。2.2.8数字接收机下图为带有前端下变频器的基本数字接收机。2.3对无线电辐射源的定向技术电子侦察系统对辐射源定向的基本原理是利用侦察测向天线系统的方向性，即利用测向天线系统对不同方向到达电磁波所具有的振幅或相位响应，并依此分为振幅法测向和相位法测向侦察接收机的测向体制，原则上可分为两大类：一类是通过接收天线的波束运动，依赖检测信号的变化进行测向；另一类是通过对多个天线接收的信号比较处理进行测向。a.单天线系统对单侦察天线系统，一般采用波束搜索法，侦察测向天线以波束宽度r、扫描速度vr在测角范围内连续搜索。当接收到的辐射源信号分别高于、低于测向接收机检测门限P时，记录下波束的指向1、2，并以其平均值作为角度的一次估值：下图波束搜索法测向。1.波束搜索法测向技术2.3.1振幅法测向旁瓣切除信号方位角定向天线旁瓣定向天线主瓣全向天线比较电平图2-23切除测向接收天线的旁瓣b.双天线接收设FR(t)为侦察天线的扫描函数；FA(t)为辐射源天线的扫描函数；A(t)为脉冲包络函数。上图中两路接收信号分别为：混频对数中放输出电压为式中KA，KB为中放增益。则减法器输出电压为 搜索法测向的角度分辨力主要取决于测向天线的波束宽度，而波束宽度又主要取决于天线口径d。根据瑞利光学分辨力准则，当信噪比高于10dB时，角度分辨力为 W(a)(b)图2-25四天线全向振幅单脉冲测向原理框图(a)系统组成；(b)四天线方向图2.全向振幅单脉冲测向技术以四天线为例，天线方向性函数相同全向振幅单脉冲测向技术采用N个相同方向图函数F(θ)的天线，均匀布设在360°方位内，如上图2-25所示。相邻天线的张角θs=360°/N，各天线的方位指向分别为 每个天线接收的信号经过各自振幅响应为Ki的接收通道，输出脉冲的对数包络信号式中：A(t)为辐射信号振幅的调制函数，该信号送到信号处理机，由信号处理机产生该脉冲对应的角度估值。常用的信号处理方法主要有相邻比幅法和全方向比幅（NABD）法。1)相邻比幅法假设天线方向图满足对称性，即F(θ)=F(-θ)，如下图所示，当无线电辐射信号位于任意两个天线之间，且偏离两天线等信号方向的交角为时，对应的通道输出信号以分贝（dB)为单位可表示为图相邻天线的振幅方向图相减后的对数电压比R为如果F(θ)函数在区间［-θS,θS］内具有单调性，即（2-1）则R与也具有单调的对应关系。 设天线方向图F(θ)为高斯函数 根据半功率波束宽度的定义 可求得系数k,并将其代入上式其表达式为式中,θr为F(θ)的半功率波束宽度。将其代入式（2-1）,当K1=K2时,可得或（2-2）此式也可以作为其它天线函数进行相邻比幅测角时的参考。对θr、θS和R求全微分,可以得到角度测量时的系统误差dφ（2-4）该式表明,θr越小则各项误差的影响也越小。这是由于波束越窄测向的斜率越高的缘故。相邻波束的交点方向(即等信号方向)F(θS/2)增益与最大信号方向F(0)增益的功率比称为波束交点损失L,一般以分贝为单位，即 对于式(2―2)的高斯天线方向图,可求得对于给定的波束交点损失L，也可求得相应的波束宽度由于L影响系统的测向灵敏度，因此在选择波束宽度时必须折中考虑当波束交点损失为3dB时，式（2-4）可简化为 式中的前两项误差分别为波束宽度变化和张角变化引起的误差,在波束正方向的影响最大(此时R最大),在等信号方向的影响小(此时R=0);第三项误差为通道失衡引起的误差,可以随着天线数N的增加而减小。 相邻比幅法的信号处理主要表现在相邻通道之间,这对于分辨不同方向(Δθ>θS)的同时多信号是有好处的。但是当有强信号到达时,由于天线旁瓣的作用,可能使多个相邻通道同时过检测门限,造成虚假错误,需要在信号处理时给予消除。2)全方向比幅法（NABD）对称天线函数F(θ)可展开傅氏级数: 用权值cos(iθS),sin(iθS),i=0,…,N-1,对各天线输出信号取加权和,有化简后有（2-5）当天线数量较大时，天线函数的高次展开系数很小，此时式(2-5)近似为利用C(θ)，S(θ)可无模糊地进行全方位测向图NABD测向的理论误差(a)高斯、半余弦方向图；(b)六元高斯天线方向误差；(c)六元半余弦天线测向误差3.多波束测向技术多波束测向系统由N个同时的窄波束覆盖测向范围ΩAOA，如下图所示。多波束的形成主要包括：由集中参数的微波馈电网络构成的多波束天线阵和由空间分布馈电构成的多波束天线阵。罗特曼(Rotman)透镜是一种典型的由集中参数馈电网络构成的多波束天线阵,如下图所示。它由天线阵、变长馈线(Bootlace透镜区)、输出阵、聚焦区和波束口等组成。每一个天线单元都是宽波束的,由天线阵元输入口到波束口之间的部分组成罗特曼透镜,其包括两个区域:聚焦区和Bootlace透镜区。 当平面电磁波由θ方向到达天线阵时,各天线阵元的输出信号为 式中：d为相邻天线的间距。连接各天线阵元到聚焦区的可变长度馈线等效电长度为Li，对应的相移量为由聚焦区口i到输出口j的等效路径长度为di,j,相移量为 罗特曼透镜通过对测向系统参数 的设计和调整,使j输出口的天线振幅方向图函数Fj(θ)近似为 从而使N个输出口具有N个不同的波束指向。雷达侦察机中的多波束测向难点主要是宽带特性,要求波束指向尽可能不受频率的影响(宽带聚焦)。 罗特曼透镜的测角范围有限,一般在天线阵面正向±60°范围内,天线具有一定的增益,也适合作为干扰发射天线。典型的空间分布馈电多波束天线阵如下图所示，不同方向入射的平面电磁波经过赋形反射面汇聚在不同的波束口输出。由于波束的汇聚主要是通过入射方向、反射面与波束口之间的空间路径自然形成的，因此，各波束的指向受频率的影响较小。 若接收系统中设置若干个通道，它们具有不同的天线，包括天线的位置、特性、指向等，且系统相位差响应与方位角是一一对应的函数，通过对信号相位差的处理就可以测量信号方位，这就是相位法测向的机理。信号之间的相位差与信号本身到达侦察系统时的强度无关，因此比相法不必消除信号的幅度。 但相位的存在是以信号仅有一个固定的载波频率为前提的，因此比相法测向也是以被测向的信号仅有一个固定的载频为前提。这与振幅法有很大的不同。在振幅法测向中，只要系统的响应对于频率不敏感，信号本身含几个载频，它们的相对大小如何，是不影响系统的工作和测向的结果的。2.2.2相位法测向相位法测向法是根据测向天线对不同到达方向电磁波的相位响应来测量辐射源方向的。如下图所示为一维基线相位干涉仪测向原理框图。设接收机1接收到的信号为：sin(t1+0);接收机2接收到的信号为：sin(t2+0);则，相位差＝(t1+0)－(t2+0)＝(t1－t2)＝2f(t1－t2)＝2fLSin/C＝2LSin/ 如果两个信道的相位响应完全一致,接收机输出信号的相位差仍然为φ,经过鉴相器取出相位差信息 K为系统增益。再进行角度变换,求得侦察信号的到达方向θ 由于鉴相器无模糊的相位检测范围仅为［-π，π),所以单基线相位干涉仪最大的无模糊测角范围为［-θmax,θmax)，其中对于固定天线,L是常量。对相位差表示式中其它变量求全微分,分析各项误差的相互影响 从上式可以看出: (a)测角误差主要来源于相位误差Δφ和信号频率不稳误差Δλ。误差大小与θ有关,在天线视轴方向(θ=0)的误差最小,在基线方向(θ=π/2)的误差非常大,以至无法测向。因此,一般将单基线测角的范围限定在［-π/3,π/3］之内。相位误差Δφ包括信道相位失衡误差Δφc、相位测量误差Δφq和系统噪声引起的相位误差Δφn等,即 Δφ=Δφc+Δφq+Δφn (2)相位误差Δφ对测向误差的影响与l/λ成反比。要获得高的测向精度,必须尽可能提高l/λ。但是,l/λ越大,无模糊测角的范围就越小。因此,同时满足大的测角范围和高的测角精度要求是单基线相位干涉仪测向难以实现的。为满足大的测角范围和高的测角精度，可以采用一维多基线相位干涉仪。在一维多基线相位干涉仪中，用短基线保证大的测角范围，用长基线保证高的测角精度。下图示出了三基线8bit相位干涉仪测向的原理方框图。其中，“0”天线为基准天线，其它各天线与其的基线长度分别为l1，l2，l3，，其中，l2=4l1，l3=4l2。四天线接收的信号经过各信道接收机(混频、中放、限幅器)，送给三路鉴相器。其中“0”信道为鉴相基准。三路鉴相器的6路输出信号分别为在忽略三信道相位不平衡误差的条件下，此6路信号经过加减电路、极性量化器、校码编码器产生8bit方向码输出。假设一维多基线相位干涉仪测向的基线数为k，相邻基线的长度比为n，最长基线编码器的角度量化位数为m，则理论上的测向精度为相位干涉仪测向具有较高的测向精度，但其测向范围不能覆盖全方位，且同比相法瞬时测频一样，它也没有对多信号的同时分辨力。此外，由于相位差是与信号频率有关的，所以在测向的时候，还需要对信号进行测频，求得波长λ，才能唯一地确定信号的到达方向。上例中，k=3，n＝4，m=8,所以，测角精度为相位法测向所依据的信号相位差，实际上是由于信号先后到达不同天线引起的，相位较时间放大了很多，因此比相法在工程上易实现，且测向精度较高。但相位是与频率有关的，相位只能被测出它的小于2的尾数，因此具有测量的模糊性。如果直接测量信号到达两个天线的时间差来确定信号的方位，这就是时差法。时间差是绝对的，没有模糊性。2.2.3时差法测向两根基线正交，分别位于x轴和y轴，基线上天线的距离分别为dX和dY。对于足够远的目标，方位角为的信号以平面波的方式传入，导致两根基线上的信号时间差(相对于原点上天线接收信号时间)分别为：其中c为光速。当的范围不足时，可以用上式中的一个求方位。不妨以基线在Y方向为例，单独对第二式求导，可得测向误差为：可以看出，测向误差与方位角相对于基线的角度有关，设cos＝0.5，那么在dy为10米的条件下，1ns的测时差误差将产生大约3.5的测向误差。且误差与天线间距有关。如果同时使用两条基线，可以通过二式相除，经tg求。按此思路，用偏微分并经推演，有：假定两个时差的测量是独立的，从统计角度看，总误差的平方将是这两个误差的平方和，于是有：可见，测向误差在不同方位上大体固定，不再有某个方位误差很大的情况。如果再设两个时差的测量误差正比于对应的基线的长度，那么精度将不随方位变化，其表达式将变为：其中，d为时间差对应的距离，即图2-36中的直角边d。在与前面相同的条件下，1ns的测时差误差将产生不到2的测向误差。2.3对无线电辐射源的定位技术在现代战场上，对敌方雷达或通信阵地的定位能力已经成为生存和制胜的主要因素。例如，目前多数电子战系统对战场情况了解的依赖性很强，对威胁辐射源的定位就是了解战场情况功能的一部分。以无源测距为主要研究对象，电磁辐射可以是任何一种形式，但一般它是指敌方的干扰机、雷达、通信系统或导航系统等。高精度的无源测距问题是一个难题。正是因为有些问题的存在，为了满足特定的要求有许多不同的解决方法。这里主要讨论从地面、空中、海面几种平台对辐射源进行几何定位的途径和基本方法。2.3.1到达方向法通过一个观察阵地（如飞机）或两个或两个以上的观察阵地（可能为陆基或机载）可实现用DOA(到达方向)测量值对辐射源定位。当定位过程涉及一个以上观察阵地时，这个过程称为三角法。为简单起见，考虑飞机沿径向朝辐射源飞去的情况。固定辐射源的估计距离为单个脉冲的投影模糊区（椭圆）面积为S=ab利用上式确定相对误差为：根据误差三角形可得：R=H/sin和R=Rctg假定两个时差的测量是独立的，从统计角度看，总误差的平方将是这两个误差的平方和，于是有：例如，假定角度测量误差为1度（均方值），高度测量误差为100英尺（均方值）。下图为在几种高度情况下，上式给出的距离测量误差。在考虑仅用DOA测量值对辐射源进行定位（即三角法）时，也可进行类似分析。这种方法可用在单架飞机不沿径向朝辐射源飞行情况。如下图所示。在这种情况下，需要多个DOA测量值。根据图有：R=H/sin1而X=Hctg1和D+X=Hctg2，消除中间变量X，得H=D/(ctg2-ctg1)，因此至辐射源的距离为：式中：1和2对应于在航迹或基线的两个不同点上观察到的测量角度，D是这两个测量点之间的距离。相对距离误差可表示为：2.双站几何定位法上述对DOA测量方法可以进行扩展，如两架飞机对一部辐射源进行协作定位。如下图所示，给出了它们的几何关系。此时距离估计值为：R=Dsin1/sin(1＋2)相对距离误差为相对距离误差主要取决于角度测量误差。2.3.2到达时差法到达时差法(TDOA)在确定辐射源位置时需要三个或三个以上在地理上分开的接收机对雷达脉冲的TOA进行测量的方法。但当TDOA测量与差分多卜勒（DD：DifferentialDoppler）测量结合在一起时就只需两个测量阵地。在TDOA方法中，每对阵地之间的到达时差给出了对应于两个阵地所组成的基线的TDOA。这个TDOA测量值在地球表面上产生一条通过辐射源位置的等延迟曲线(双曲线)。第二条基线上的第二个TDOA测量值产生同样的等延迟曲线。这两个曲线的交点就确定了辐射源的位置。对图中所示的由观察阵地1和2构成的基线来说，到达时间差为：式中R1和R2分别是阵地1和2到脉冲辐射源的距离，C为光速。对于由阵地2和3构成的基线可得到相同的表达式。这里如果为常数，则由上式就描述了一条双曲线。两条曲线的交点就确定了辐射源的位置。在双基地情况下，通过组合TDOA和DD测量值可以对辐射源定位，DD测量值定义为：在为常数的情况下，上式产生一条等多卜勒曲线。该曲线的性质取决于两个观察阵地的速度矢量。下图给出了一种比较简单的情形。为简单起见，设辐射源位于基线的平分线上，如图中所示。所以，X维均方根误差为：式中：是TDOA测量值的均方根误差。同样，y维均方根误差为：式中是测量DD时的均方根误差，V表示两架飞机的速度。实际上，TDOA和DD误差构成了椭圆的轴，椭圆轴位于辐射源实际位置附近，椭圆还决定了定位辐射源时的不确定性。TDOA和DD估计值的精度直接影响着对辐射源定位的不确定性。对脉冲辐射源而言，根据脉冲前沿测量TOA(到达时间)的误差近似为：式中：B为测量通道带宽，SNR代表测量通道SNR。如果每部接收机的TOA精度相同，那么TDOA为：同样，测量多卜勒的误差近似给定为：式中：T为脉冲宽度。（注意,上式只适用于不含频率调制的脉冲（如LFMOP））。同样如果每部接收机的多卜勒测量精度相同，则DD精度为：上式表明，随着脉宽加大，DD精度也提高。而对精度测量TDOA，最好用窄脉冲。因此要精确进行多卜勒测量，希望用连续波；而要精确测量时间，则希望用窄脉冲，这是一种矛盾的选择。2.3.3用炮弹对雷达进行无源测距 利用一部跟踪雷达可以测出t1。因此 td=(t2+t1)-t3 t3-t2=t1-td 下图画出了用炮弹对雷达进行无源测距的几何原理图，图中在雷达与舰艇位置的连线上截出了与传播时间t2对应的距离，角和也在图中标出。由正切定理可得： 上式中，除（－）外，其他因子都是已知的。因此可直接解出（－）项，并利用（++）=180，求出、。于是t4可根据正弦定理求出： 再利用等腰三角形底边是t4，两个底角是(180-），求出t2： 利用求出的t2，从舰艇到雷达的距离对应的时间为： t3=t2+t1-td 因此，舰艇到雷达的实际距离可由单程雷达电磁波传播速度求出。或 2.3.4先进的无源定位技术 1.多卜勒漂移 这种方法是利用运动平台与固定雷达位置之间的不同相对速度引起的频率多卜勒漂移进行定位的。设一架飞机以速度V直线通过1、2、3点，一部雷达从一个固定位置P发射信号，频率为f0(如图所示)。 当飞机在点1处，接收到一个频率为f1的信号， 而在点2处将接收到一个频率 为f2的信号(由于不同的多卜 勒频率引起的)。又设在点1 处的到达方向是，而在点2 处的到达方向是＋。应 用下面的关系式：f=(V/)[coscos-sinsin-cos]cos1和sinf=-(V/)sin即上式表明，雷达所在平面的点位于位置P上，而P的角度等于(要说明的是，如果足够小，则所用的就是飞机实际位置的角度；小的角误差是可以接受的)。从几何学可以知道，这些点位于一个确定的圆上。重复此过程来研究点2和点3，就得出第二个圆。两个圆的交点就可给出雷达位置。该计算易于实时地实现。无源系统能够测量的多卜勒漂移越小，进行定位测量所需的时间间隔越短。现在一般能够测量的频移大约是几赫兹。2.LBI(长基线干涉仪)设飞机的飞行速度是V，雷达在一个固定的位置P上进行发射，雷达与飞机处于同一平面，如下图所示，到达角是。当飞机沿着这条航线飞行时，飞机与雷达之间的视线将以等于的角速度旋转。根据动力特性可以写出：因此：假设已测出飞机上安装的两个天线(它们之间的间距为d，干涉仪的基线)接收到的信号之间的相位差。由于对上式方程两边对时间进行微分，得到：因此：由此可见，只要知道V、和的变化率，就能“准”实时地计算出辐射信号的雷达的距离R。这种方法可以以小于1秒的间隔进行测量。3.PRI(脉冲重复周期)漂移与多卜勒漂移定位相似，通过测量由于飞机、雷达之间相对运动产生的视在PRI漂移可以对一部使用很稳定PRF(或PRI)的地面雷达进行定位。事实上，如果一部雷达发射的PRI是稳定的而且固定，但当飞机向雷达靠近的时候，飞机接收到的是一个要短一些的PRI值；而当飞机是离去的时候，接收到的是一个要长一些的PRI值。这是因为在每个脉冲以光速c从雷达传播到飞机所必经的时间内飞机本身飞过了一个小距离。与多卜勒频率的情况一样，在单程传播中，可以写出：(求变化率)因此：现实的测量系统要在一个PRI里检测到PRI的漂移几乎是不可能的。但是比较不同时间间隔内收集某一批脉冲所用的总时间是能够测量PRI漂移的；如果存在相对速度的变化，则就能与多卜勒定位技术一样，测量PRI漂移，并执行定位计算。2.4侦收系统的作用距离侦收系统的作用距离是指侦收系统能侦收到电磁辐射源辐射信号的最远距离，是衡量侦察设备的重要技术指标。侦收系统的作用距离由侦察方程来估算。侦察作用距离主要与侦收系统灵敏度、被侦察电磁设备参数以及电波在传播过程中的多种因素有关。2.4.1侦察系统灵敏度侦察接收机的灵敏度Prmin定义：满足侦察接收机对接收信号能量正常检测的条件下，在侦察接收机输入端的最小输入信号功率，也称为最小可辨功率。通常，接收机的灵敏度要受到接收机系统噪声的限制.根据噪声系数的定义，接收机的噪声系数FS为设接收机系统噪声系数为FS，它包括低噪声放大、混频、中放等噪声的影响，对应的接收机内部噪声功率NR和外部噪声功率NA分别为：其中，k为波尔兹曼常数，TS为接收机的等效噪声温度，T0=290K，TA为天线的噪声温度，BR为接收机带宽。接收机总的噪声功率为：若取TA＝T0，则接收机的最小可检测信号Smin可表示为 为比较不同接收机线性部分(检波器之前部分)的噪声系数和带宽对灵敏度的影响，通常令，以忽略接收机以外的诸因素，此时，接收机的灵敏度称为“临界灵敏度”，即 以分贝数计算，则 其中，BR单位为MHz；FS单位为dB。 实际应用中，有多种灵敏度的定义方法，主要有： 1.最小可辨信号PMDS 将连续波加到接收机的输入端，当视频输出功率等于无信号时噪声输出功率的两倍时，接收机输入端的信号功率为最小可辨信号PMDS。 PMDS=Psi10lg(P(s+n)o/Pno)=3dB2.切线信号灵敏度PTSS在某一输入脉冲功率电平作用下，接收机输出端脉冲顶上的噪声底部与基线噪声(只有接收机内噪声时)的顶部在一条直线上(相切)，则称此输入脉冲信号功率为切线信号灵敏度PTSS，如下图所示。此时，接收机输出端视频信噪功率比约为8dB。3.工作灵敏度POPS接收机输入端在脉冲信号作用下，其视频输出端信号与噪声的功率比为14dB时，输入脉冲信号功率为接收机工作灵敏度POPS。工作灵敏度POPS与切线信号灵敏度PTSS的关系：POPS=PTSS+3dB(平方率检波)POPS=PTSS+6dB(线性检波)4.检测灵敏度Pd在给定的虚警概率（接收机内部噪声超过门限引起的）条件下，获得一定的单个脉冲发现概率所需要的输入信号功率称为接收机的检测灵敏度。(Pd=90%,Pfa=10-6)最小可辨信号（适于连续波信号）和切线灵敏度（适于脉冲信号）用于比较接收机检测信号的能力。实际中常用工作灵敏度和检测灵敏度。2.4.2侦收作用距离1.电磁辐射电磁辐射是能量在空间传播的一种形式，它由两个相互正交的正弦波组成。就性质来说，一个属于电场，另一个属于磁场。如下图,它们两个都与传播方向垂直，并以光速通过自由空间。其频谱：SAM=A[(-C)+(+C)]+(/2)AAM[(-C-m)+(-C+m)]+(/2)AAM[(+C-m)+(+C+m)]式中：AM=a/A，称为AM信号的调制指数调频信号FM：sFM(t)=Acos[Ct+kFMf(t)dt]峰值角频偏：FM=FM(t)-C=kFMf(t)max调相信号表示为：sPM(t)=Acos[Ct+kPMf(t)]峰值角频偏：PM=PM(t)-Cmax=kPMdf(t)/dt.maxb.调频信号c.调相信号脉冲宽度为PW=，脉冲调制信号为：S(t)=Af(t)sin(0t+)其中：f(t)=d.脉冲调制2侦察系统的作用距离如图所示，设电子系统发射功率为Pt，天线增益为Gt，在自由空间距离天线距离R远处，当电子发射系统天线与侦收系统天线以最大增益方向互指时，侦收系统收到的信号功率Pr为：Pr=天线的有效截面积为Ar，它与天线增益的关系为：Gr=4Ar/2,为波长。侦收系统接收信号功率Pr为：Pr=设侦收系统最小可检测信号功率Prmin（即接收机灵敏度），则侦察作用距离Rr为：考虑到实际侦察接收系统及发射系统存在各种损耗，如馈线损耗、极化失配损失等，对上式进行修正，设总损耗为L(dB)，则修正后的修正侦察方程为：2.4.3信号在传播中的影响因素地面（海面）和传播介质对信号的影响有三方面：1.   电波在大气层传播引起的衰减大气中的氧气和水蒸气会吸收一部分电磁波能量变成热能而损失。一般工作频率越高，衰减越大。此外，雨雪天气对电磁波也有衰减作用。一般来说，如果电磁波的波长超过30cm时，电磁波在大气中传播时的能量损耗很小，可以忽略不计。而当电磁波的波长较短，特别是在10cm以下时，大气对电磁波产生明显的衰减现象，而且波长越短。大气衰减就越严重。2.   由大气层引起的电波折射在自由空间，电磁波射线象光线一样为直线。但当电磁波穿过地球大气层时，由于不同高度的空气密度不同，电磁波在大气中传播相当于在非均匀介质中传播，它的传播路径不是直线而将产生折射。在正常大气条件下的传播折射使射线向下弯曲.这是因为折射系数随着高度的增加而变小，从而电波传播的速度随高度的增加而变大的缘故。3.由于地面（海面）反射波和直接波的干涉效应，使天线方向图分裂成波瓣状。地面和水面的反射是电波在非自由空间传播时的一个最主要的影响。大多数情况下，地面或水面可近似视为镜反射平面。如下图，目标处的电场是直射波和反射波的干涉结果。由于直射波和反射波是天线不同方向所产生的辐射，且它们的路程不同，因而两者之间存在振幅和相位差。2.4.4雷达视距正如前面所述，由于地球是球形的，雷达辐射不可能到达地球表面上距离辐射源很远的地方。在标准大气压情况下，业已证明，通过把地球表面想象为一个等效半径为真实地球半径4/3的球面，可以把射线当作直线处理。结果，在雷达频带中ReReReHRHT雷达视距图BCA根据下图，假设雷达天线和侦察天线高度分别为HT、HR，则其间的直视距离为：对雷达信号的侦察必须要同时满足能量和直视距离的条件，所以实际的最大侦察作用距离Rmax是二者的最小值，即：2.5.5探测概率无源测向（DF）接收机系统探测信号的概率取决于诸多因素。首先接收机必须调谐到截获频率上，必须使侦收天线对准截收方位，要有足够的截获灵敏度才能保证接收落入其天线主瓣的目标信号，以便在可能的情况下有效地抵消目标扫描。加上天线在不停的转，灵敏度又有限，则只有当“波束对波束”——两个天线都朝着彼此的方向时，才能完成截获。如若是发射脉冲，目标在发射时接收机必须准备就绪。在无源测向接收机系统必须考虑一个重要的因素，即虚警率（FAR）。它是表示在给定时期内产生虚警的次数，是接收机检测门限的函数。 虚警概率 在对实际接收机系统设置检测信号门限时，一般允许有一定额度的虚警，否则门限将很高，则对信号的要求、灵敏度的要求就很高。 虚警概率是指在只有噪声没有信号出现的情况下，接收机的输出信号vr(t)的一个样本R超过门限电压的概率。虚警概率的计算：1）包络检波器对超外差接收机，通常采用包络检波器对信号进行检波，其射频带宽是由中频(IF)放大器的带宽决定的，即BR=BIF2BV式中，BR=BIF是由IF通带决定的RF噪声带宽；BV是视频带宽。设进入接收机系统中的噪声是高斯分布的白噪声或高斯型噪声，其概率密度函数为：式中，2为噪声方差，vn是均值为零的噪声电压。当高斯噪声通过线性系统I，中放输出的噪声其包络服从瑞利分布，即:式中：i2为中放输出噪声方差，vin是中放输出噪声电压。设检波器工作在线性区，即作包络检波，vvn＝KDvin，则检波器输出噪声概率分布可由雅可比变换求得，即式中：式中，，vvn是检波器输出噪声电压。设门限电平VT，则噪声包络电压超出门限电平的概率就是虚警概率Pfa，即或虚警概率也可用噪声包络实际超过门限的总时间与观察时间的比值来衡量。如下图所示，TK表示两次虚警之间的间隔时间，tK、tK+1、tK+n表示虚警持续时间。则虚警概率可表示为2）宽带RF情况下的虚警概率包络检波器的虚警概率未考虑到宽带射频情况，即BR>>BV；它也没解决宽带平方率检波器或者在设置门限之前使用对数放大器问题。通常通过窄带视频滤波器滤波的、平方率检波的宽带RF噪声的概率密度函数是2函数的形式。对线性检波器来说，由于BR>>BV，概率密度函数被假定为是半高斯型的。如下图为三种情况下概率密度函数分布图。P(V)V2型(b)P(V)V瑞利型(c)(a)线性检波器BR>>BV(b)平方率检波器BR>>BV(c)平方率检波器BR=2BV概率密度函数图宽带射频情况下，平方率检波器的虚警率(Pfa)应该根据误差函数(erf)进行计算：上式中，。因此，有：上式成立的条件是2情况下V>0。上述不同情况下的虚警率，当有信号加到随机噪声上以后，与只有噪声的情况相比，这时信号和噪声的存在会有效地使概率密度函数发生偏移。（不再继续探讨）2）探测概率探测概率是指在噪声加信号情况下，接收机检波输出信号vv(t)的一个样本R将超过门限的概率。当干扰和信号同时存在时，设目标回波信号为：s(t)=VScos0t，则线性系统I输出合成信号其振幅（包络）概率分布为莱斯分布，即式中，Vi为信号加噪声的包络，I0(x)为一类零阶Bessel函数。。同样，在线性检波区，检波器输出信号vv(t)的概率分布为式中：因此，信号被发现的概率即探测概率为虚警概率确定之后，探测概率则取决于(S/N)，如下表所示[设S/N=(S/N)min]。目标探测所要求的(S/N)min(dB) Pfa(S/N)minPD 10-6 10-8 10-10 0.3 10.4 11.7 12.8 0.5 11.2 12.6 13.6 0.8 12.6 13.7 14.6 0.9 13.2 14.2 15.0 0.99 14.2 15.1 15.83.侦收截获概率与截获时间信号的截获概率是指当目标和接收机都处于工作状态时，在一个给定的时间内，接收机能够截获信号的概率。所谓信号的截获是指收到一个脉冲、或者收到足以完成提取某种信息的一串脉冲、或者收到强度足以满足某种测量精度的信号脉冲。与探测概率或虚警概率相比，截获概率是一种时间重合现象，它取决于接收机的灵敏度、带宽、增益和噪声特性。电子侦察接收机系统要实现对辐射源的侦收，需要经过射频信号接收、检测（称为侦收系统的前端截获）与信号分选、辐射源检测、参数测量和识别（称为侦收系统的系统截获）的全过程，并以经过信号处理后的输出结果（系统截获的输出结果）为最终目的。前端截获是系统截获的前提和保证，它主要是由侦察接收系统的硬件电路来实现，而信号处理主要是由侦察接收系统的软件程序来完成。不同的软件程序执行时其所需时间不同。一般情况下，除满足信号的能量条件之外，截获事件应包括以下具体内容：空域截获：频域截获：其他条件：一般指侦察接收天线的半功率波束宽度指向辐射源，辐射源辐射天线的半功率波束宽度指向侦察接收系统。指辐射源的辐射脉冲载频落入侦察接收机瞬时测频带宽范围，且其脉冲满足侦察接收机测频条件。指辐射源的辐射信号的其他参数能够被侦察接收机正常检测和测量。举例2：已知单基地雷达主要参数(收发共用天线)和机载侦察接收机的主要参数如表例1所列，假设两者的虚警概率和探测概率相同，都为虚警概率Pfa=10－6，探测概率PD=0.9，且雷达与侦察接收机天线都以最大增益方向互指，分别求解在不考虑损耗系数L(dB)情况下的雷达作用距离Ra和侦察作用距离Rr。若侦察接收机天线指向雷达天线旁瓣，而雷达天线平均旁瓣增益设为Gtp＝-10dB，再计算侦察作用距离Rr。 雷达参数 侦察接收机参数 参数 数值 10lg(数值)(dB) 参数 数值 10lg(数值)(dB) Pt 100kW 50dBW Gt 3160 30dB Gr 15.84 12dB  0.5m -3dB  0.5m -3dB T 10m2 10dBm2 L 39.81 16dB NF 3 5dB FS 3 5dB BR 1.0MHz 0dB/MHz BR 10MHz 10dB/MHz 解：雷达作用距离Ra 由已知虚警概率和探测概率查表2-1，可知最小信噪比(S/N)omin=13.2dB，根据雷达原理，用(S/N)omin表示的雷达方程为 以分贝值进行计算，有： 4(Ra)dB＝Pt＋2Gt＋2＋T－3(4)dB－Simin－(S/N)omin ＝50＋60－6＋10－33－(－144＋0＋5)－13.2206.8 侦察作用距离Rr 根据侦察作用距离方程： 以分贝值进行计算，有： 2RdB＝Pt＋Gt＋Gr＋2－2(4)dB－Simin－(S/N)omin－L ＝50＋30＋12－6－22－(－144＋10＋5)－13.2－16163.8 当侦察接收机天线指向雷达天线旁瓣时， 以分贝值进行计算，有： 2RdB＝Pt＋Gtp＋Gr＋2－2(4)dB－Simin－(S/N)omin－L ＝50－10＋12－6－22－(－144＋10＋5)－13.2－16123.8第3章电子对抗中的电子进攻技术 3.1概述 3.2干扰方程 3.3有源干扰 3.4无源干扰 3.5无线电干扰发射系统 3.6收/发通道的隔离 3.7隐身技术 3.8电子战摧毁技术3.1.1电子进攻概念电子进攻电子干扰（“软杀伤”）电子战摧毁（“硬杀伤”）隐身3.1概述现代电子战中的电子进攻技术实际上是利用非常规武器系统去阻止、破坏和摧毁敌方电子武器系统正常工作的技术的总称。它既包括使用不具有摧毁性的软杀伤手段，也包括使用具有摧毁性的硬杀伤手段。为了达到最佳的电子进攻效果，将“软杀伤”和“硬杀伤手段”结合使用是电子战发展的必然趋势。电子战摧毁是应用反辐射武器截获、跟踪、攻击敌方的电磁辐射源，或用强力打击法如定向能武器等，攻击敌方的电子传感系统，是进攻性电子战的“硬杀伤”手段。电子战摧毁的作战效能不仅表现在直接攻击、毁伤敌方的军事电子系统，而且能对使用这些电子系统的操作人员造成巨大的心理恐怖，从而大大消弱其战斗力。隐身技术在一定意义上说也是一种电子干扰方式，其作用是通过减小自身的雷达截面积，破坏敌方的电子侦察系统对目标的识别能力。3.1.2电子干扰的分类1按照干扰能量的来源分类（1）有源干扰（2）无源干扰2按干扰产生的途径（1）有意干扰（2）无意干扰3按干扰的作用机理（1）压制性干扰（2）欺骗性干扰4按电子系统、目标、干扰机的空间位置关系（1）自卫干扰(SSJ)（2）远距离支援式干扰(SOJ)（3）随队干扰(ESJ)（4）近距离干扰(SFJ)有源干扰:是由辐射电磁波的能源产生的干扰。它包括自然界干扰、工业干扰和人为干扰。自然干扰，一般是指来自银河系的宇宙干扰。工业干扰，是指工业火花产生干扰；人为的有源干扰是利用专门的发射机，有意识地发射或转发某种电磁波，以扰乱或欺骗敌方地电子设备。无源干扰:是利用非目标的物体对电磁波的散射、反射、折射或吸收等现象产生的干扰。无源干扰包括自然界的无源干扰和人为的无源干扰两类。自然界的无源干扰，如地面上的高山、海岛、海浪、森林、建筑物、云雨、冰雪及鸟群等。人为的无源干扰，就是采取一定的技术措施，改变电磁波的正常传播条件，造成对电子设备的干扰。有意干扰:是指人为有意识制造的干扰称为有意干扰。无意干扰：凡是因自然或其他因素无意识形成的干扰称为无意干扰。压制性干扰：使敌方电子系统的接收机过载、饱和或难以检测出有用信号的干扰称为压制性干扰。最常用的方式是发射大功率噪声信号，或在空中大面积投放箔条形成干扰走廊，或施放烟幕、气溶胶形成干扰屏障。欺骗性干扰：使敌方电子装备或操作人员对所接收的信号真假难辨，以致产生错误判断和错误决策的干扰，欺骗方式隐蔽、巧妙且多种多样。自卫干扰（SSJ）：自卫干扰是最常见的干扰方式。电子干扰设备安装在欲保护的平台上（如飞机、军舰、地面基地），干扰信号从电子设备天线主瓣进入接收机，根据设计情况可以使用噪声干扰和欺骗干扰。SSJ是现代作战飞机、舰艇、地面重要目标等必备的干扰手段。远距离支援干扰（SOJ）:远距离干扰方式中，电子干扰设备通常安装在一个远离防区的平台上（即远离敌方武器的威力范围）。SOJ的目的通常是扰乱敌防空战线的搜索雷达，以使已方的攻击部队能安全地突防进入敌领地。在SOJ中应用的经典干扰技术是噪声干扰。近年来，考虑到雷达技术的进步，业已认识到噪声干扰技术不适合于对付MOP(脉内调制)或脉冲多卜勒雷达技术。为此，目前认为产生欺骗波形对付搜索雷达比噪声技术要有效，尤其是对付采用了CFAR(恒虚警率)技术的接收机。产生多个假目标，不会抬高CFAR门限，却可以使搜索雷达跟踪支路饱和。对搜索雷达的远距离干扰必须进入雷达的接收机，在大多数情况下是通过雷达旁瓣进入的，所以需要高的ERP（有效辐射功率）。但是要对付应用了低旁瓣天线和“捷变”雷达参数(频率、PRI或MOP)的现代雷达，与高ERP相比，远距离干扰可能更需要高灵敏度以跟踪雷达参数。随队干扰（ESJ）:随队干扰方式中，干扰机位于目标附近，通过辐射强干扰信号掩护目标。它的干扰信号是从电子设备天线的主瓣（ESJ与目标不能分辨时）或旁瓣（ESJ与目标可分辨时）进入接收机的，一般采用遮盖性干扰。掩护运动目标的ESJ具有同目标一样的机动能力。空袭作战中的ESJ往往略微领前于其它飞机，在一定的作战距离上还同时实施无源干扰。出于自身安全的考虑，进入危险区域时的ESJ常由无人驾驶飞行器担任。近距离干扰（SFJ）：干扰机到电子设备的距离领先于目标，通过辐射干扰信号掩护后续目标。由于距离领先，干扰机可获得宝贵的预先引导时间，使干扰信号频率对准雷达频率。主要采用遮盖性干扰。距离越近，进入雷达接收机的干扰能量也越强。由于自身安全难以保障，SFJ主要由投掷式干扰机和无人驾驶飞行器担任。3.2干扰方程干扰方程是设计干扰机时进行初始计算以及选取整机参数的基础，同时也是使用干扰机时计算和确定干扰机威力范围的依据，由于干扰机的基本任务是压制敌方电子武器系统（以雷达为例），保护目标，所以干扰方程必然涉及到干扰机、雷达和目标三个因素，干扰方程将干扰机、雷达和目标三者之间的空间能量关系联系在一起。通常雷达探测和跟踪目标时，雷达天线的主瓣指向目标，而干扰机为了压制雷达也将干扰天线的主瓣指向雷达。但是干扰机和目标通常不在一起（自卫干扰除外），所以，一般干扰信号从雷达天线旁瓣进入雷达。雷达、目标和干扰机的空间关系如下图所示。目标回波信号Prs，干扰辐射的干扰信号Prj。由雷达方程可得到雷达收到的目标回波信号功率Prs为雷达接收机收到的信号包括：由二次雷达方程知雷达接收机的干扰信号功率Prj为雷达接收机输入端的干扰信号功率和目标回波信号功率比值为采用功率准则来衡量干扰效果，定义压制性系数有效干扰必须满足Kj是干扰信号调制样式、干扰信号质量、接收机响应特性、信号处理方式等的综合性函数。考虑带宽因素的影响，干扰方程为从干扰方程可以看出：由干扰方程，求出干扰机最小有效干扰距离RO。对于雷达来说，RO就是在压制性干扰的情况下雷达能够发现目标的最大距离，称雷达的烧穿距离或自卫距离，有些书上定义Kj=1时的距离为烧穿距离。根据干扰方程，我们可以求出干扰机的最小有效干扰距离（等式成立时的Rt），最小干扰作用下的雷达探测距离。对于远距离支援干扰，由干扰方程可以求出它的探测距离为自卫干扰机，干扰机在目标上，有Gt’＝Gt，Rj＝Rt,由干扰方程可以求出自卫距离（自卫干扰作用下雷达探测距离）为3.3有源干扰有源干扰压制性干扰欺骗性干扰3.3.1压制性（杂波）干扰压制性干扰是用噪声或类似噪声的干扰信号遮盖或淹没有用信号。作为实际干扰的噪声，对掩盖接收机系统的信号和信息传输系统的信号传输是非常有效的。噪声具有高有效性的原因在于它给参数值带来了不确定性。噪声干扰系统是一种旨在电子系统（雷达）接收机中产生扰乱、使之不能检测目标的电子干扰装置。为使干扰有效，在敌方接收机的输出端，干扰机产生的干扰信号J必须具有遮盖有用信号S的(功率)强度，即干信比必须足够高。噪声干扰发射一种似噪声信号，使敌方接收机的信噪比大大下降，难以检测出有用信号或产生误差，若干扰功率过大，接收机会出现饱和，有用信号完全被淹没，实现电磁压制作用。产生的噪声若与敌方接收机的热噪声极相似，则可实现理想的干扰，此时敌方接收机既不可能发现目标，也不可能发现干扰信号。此时的信号是具有一定带宽的噪声，带宽的中心位于欲干扰信号的频率上。如果接收与发射天线之间相互未被隔离，则接收机的调谐就得在“瞬间观察”期间进行。在这期间，干扰信号的发射被中断以使接收机能正确接收敌雷达信号。这样会使效率产生一定的损失，所以必须仔细确定“瞬间观察”周期的长短。噪声干扰机原理框图如图所示。一部干扰机的基本特性是：空间覆盖范围；频率覆盖范围；接收机灵敏度；接收机可接收的参数动态范围，包括最小、最大脉宽（PW）和重复频率(PRF)等；干扰信号发生器的调谐精度和速度；噪声宽度；噪声质量；有效辐射功率；极化杂波（噪声）干扰在雷达荧光屏上的表现如同杂乱无章的“茅草”，干扰信号越强，“茅草”长得越高，把本来可以发现的目标信号给掩盖住。如下图所示。噪声压制性干扰压制性干扰按照干扰信号中心频率、干扰带宽，相对于被干扰电子设备的中心频率、带宽的关系主要分为三种类型：1.瞄准式干扰：如图3.5所示，瞄准式干扰一般满足：fJfS，fJ（2～5）fR2.阻塞式干扰：以牺牲高功率密度换来连续覆盖一定频率范围的对雷达进行干扰。阻塞式干扰一般满足：fJ>5fR，fS[fJ-fJ/2，fJ+fJ/2]3.扫频式干扰：其优点是在较宽的频带上，获得高功率密度的干扰，但其缺点是干扰的不连续性。扫频式干扰一般满足：fJ＝（2～5）fR，fS＝fJ（t），t[0，T]即干扰的中心频率为连续、以T为周期的函数。扫频式干扰扫频频率（或扫频速率）应大于雷达的脉冲重复频率。同时，考虑到雷达系统的反应时间，扫频速度不能过快，即干扰频带扫过接收机的时间应大于或等于接收机的响应时间(约等于接收机带宽的倒数)。若扫频速率较慢，以至在雷达脉冲周期时间内无法完成一次扫描，则雷达有可能工作在扫频干扰未扫过的区域。因此，为实施有效干扰，扫频速率又应满足欺骗干扰是利用干扰设备发射或转发与目标反射信号或敌辐射信号相同(但相位不同或时间延迟)或相似的假信号，使对方测定的目标并非真目标，达到以假乱真的目的。3.3.2欺骗性干扰常见的对付雷达的欺骗性干扰有角度欺骗、距离欺骗和速度欺骗。角度欺骗是人为地发射一种模拟敌方雷达角度信息的特征，但与真正的角度信息不同的干扰信号，用于破坏敌方雷达角跟踪电路的正常工作。倒相干扰就是一种比较典型的角度干扰，这种干扰专门用来对付圆锥扫描体制的雷达。距离欺骗干扰用于干扰雷达的测距电路，以使敌方雷达得出错误的信息。当干扰机接收到雷达信号时，便回答出一个在时间上比雷达信号提前或落后的强干扰信号，致使雷达距离自动跟踪系统的距离波门跟踪干扰信号造成测距误差，甚至丢失目标。速度欺骗干扰用来干扰利用多普勒原理进行工作的雷达设备。通过改变雷达回波的多普勒频率造成雷达的测速误差。目前国外现役雷达干扰机的干扰频段普遍在2～18千兆赫，部分设备经扩频后低端可达0.6兆赫，高端可达40千兆赫；脉冲干扰功率一般在1千瓦与数百千瓦之间，有的高达1兆瓦；普遍采用微处理机和模块化结构，自动化程度高。现役通信干扰机多采用宽频段、多频段技术，其频段范围在1.5～500兆赫左右；干扰功率除摆放式、投掷式、飞航式等小型干扰机在10～100瓦左右外，车载式、机载式的功率都较大，一般为400瓦至数千瓦，最高达10千瓦。有源干扰有非调制干扰和调制干扰之分。非调制干扰的特点是保持辐射波的幅度、频率和相位不变。当干扰信号频率落在接收机通频带内时，对接收机的影响表现在使接收机饱和，无法正常接收信号，或与有用信号载频形成差频，对接收机信号处理电路进行干扰。3.3.3有源干扰的调制方式调制干扰的特点是改变发射机振荡载频的一个参数或数个参数。如连续波干扰有调幅、调频（调相）或调幅－调频（调相），调制信号有规则波形调制、噪声调制。脉冲干扰的特点是对脉冲进行幅度、重复频率、脉冲宽度或其中几个参数的调制，是一个非调制或已调制的高频脉冲串。噪声调制干扰：以边扫描边跟踪雷达为例。在无干扰和有干扰情况下雷达显示屏如图3.8。有源干扰机类型a.噪声干扰机：b.欺骗式干扰机或回答式干扰机：c.双模干扰机：d.一次使用干扰机或投掷式干扰机：e.自适应干扰机：f.相控阵干扰机：噪声干扰机主要用来掩盖和压制各种雷达信号，具有多种干扰效果。用途最广泛。欺骗式干扰机主要作自卫式干扰用。干扰所需能量比噪声干扰机小得多。双模干扰机是一种多功能干扰机。它将连续波噪声干扰和（脉冲）欺骗干扰结合为一体，使一部干扰机兼有两种干扰机的能力。一次使用干扰机通过某种运载平台投放在被干扰系统附近实施近距离干扰。自适应干扰机是一种由计算机控制、能针对雷达特性和威胁等级实施快速有效干扰的新型干扰机。干扰机的ESM系统能够自动获取雷达参数、进行信号分选、识别、确定雷达性质和威胁程度。根据雷达参数确定最佳干扰样式，并在方向、频率、时间上对干扰进行控制、引导、并检查干扰效果。采用相控阵技术使干扰机能迅速、准确地将波束指向被干扰系统。相控阵干扰机能采用窄波束提高干扰机的有效辐射功率；实现功率管理；迅速改变极化特性，减小极化损失；提供实现干扰多个目标的基本条件。3.4无源干扰无源干扰是依靠本身不产生电磁辐射，但能吸收、反射或散射电磁波的干扰器材（如金属箔条、涂敷金属的玻璃纤维或尼龙纤维、角反射器、涂料、烟雾、伪装物等），降低雷达对目标的可探测性或增强杂波，使敌方探测器效能降低或受骗。干扰的效果轻者使正常的规则信号变形失真，荧光屏图象模糊不清，影响观测；重者荧光屏上图象混乱，甚至一片白，接收机饱和或过载。无源干扰与有源干扰相比较，具有以下优点：（1）所反射的回波信号频率和雷达发射频率一致，使接收机在进行信号处理时，无法用频率选择的方法消除干扰;（2）能够干扰各种体制的雷达；（3）干扰空域大，频带宽；（4）制造简单，使用方便，干扰可靠。 无源干扰和雷达截面积密切相关，目标的雷达散射截面积RCS(或雷达截面积)T可以视为三个因素的乘积： T＝几何截面积A反射系数方向系数所以，距离雷达R的目标雷达截面积为：为保证雷达接收机天线位于远场（即天线接收的散射波是平面波），雷达截面积T定义为：实际应用中，只要距离满足R>2D2/即可，其中D为目标在垂直R方向上的尺寸。由于目标的方向性很强，在某些姿态下，目标的RCS可能会比其几何截面积大许多倍，而在另外的一些姿态上，情况可能恰恰相反。这表明雷达截面积T与目标的物理截面积没有关系。例如，如图3.9所示，一个直径为1m的导体球和一个边长为0.886m的立方体，当从垂直于立方体所有边的方向上观察立方体时，它具有与导体球同样的物理截面积A。如果球体的直径远大于入射能量的波长，那么其雷达截面积等于物理截面积，即小于1m2。而立方体的雷达截面积由给出。对于频率为10GHz的入射功率，截面积等于8600m2。3.4.1角反射器一个理想的导电金属板，当其尺寸远大于波长时，可以对法线方向的入射波产生强烈的反射，其有效反射面积为：式中：A为金属板的面积。 如果入射波的方向偏离法线方向，则反射波将偏离入射波方向，相应的有效反射面积将显著减小。 因此对反射器的主要要求如下：（1）以小的尺寸和重量，获得尽可能大的有效反射面积；（2）要具有足够宽的方向图。为此，人们研制了多种性能优越的反射器，例如角反射器，双锥反射器，龙伯透镜反射器，万-阿塔反射器等。角反射器由三个互相垂直相交的金属平板构成。按照其平板的形状可分为三角形反射器、圆形角反射器和方形角反射器。如图3.10所示。式中，a是反射器边长。1)角反射器的有效反射面积角反射器可以在较大的角度范围内，将入射波经过三次反射，按原入射方向反射回去。当入射波平行于一个面时，由另两个面完成反射，因而具有很大的有效反射面积。角反射器的最大反射方向为角反射器的中心轴，它与三个垂直轴的夹角相等，为54.75，在中心轴方向的雷达截面积为最大，因此，只要求出角反射器对于中心轴的等效平面面积，代入雷达截面积公式，就可以求得最大雷达截面积。三角形反射器、圆形角反射器和方形角反射器的最大雷达截面积分别为2.角反射器的方向性角反射器的方向性用方向图来表示。反射器的方向图越宽越好，以便在较宽的角度范围内对雷达信号都有强的回波。三角形角反射器水平方向图的半功率宽度为46，如图3.11所示，它们可以是充气的，或者放在浮标上的、拖挂式的，也可以是自由放置的。圆形的为38，方形的最窄，为25。3.角反射器的频率特性角反射器的最大有效反射面积与波长的平方成反比，这是不同于普通目标的，一般目标的有效反射面积与雷达波长没有关系。采用金属网和金属板做成的复合式角反射器，使金属网部分对高频雷达波不产生反射，而对低频雷达波又能全部反射，使得角反射器对低、高频雷达的有效反射面积相同。利用角反射器各边不成90时，有效反射面积减小与频率的关系，选择合适的偏差角，展宽角反射器的频带。机载时，角反射器可以投放在飞机后面，也可用火箭向前发射投放。为了产生足够大的RCS，可以同时投放若干个小的角反射器，或者龙伯透镜。2．龙伯透镜反射器龙伯透镜反射器是在龙伯透镜的局部表面上加上金属反射面而构成的。龙伯透镜是一个介质圆球，其折射率n随着半径r变化，即式中：a为透镜的外半径。具有这样折射率的龙伯透镜可以把外径上的一个点辐射源变成平面波辐射出去，或把透镜所截获的入射平面波集中为一点。龙伯透镜反射器根据所加金属反射面大小不同，有90°，140°，180°的反射器，它们的波束宽度分别为90°，140°，180°。当时，龙伯透镜雷达截面积为实际的龙伯透镜反射器，由于介质损耗和制造的不完善等因素，其雷达截面积比理论值要小1.5dB左右。龙伯透镜反射器的优点是体积小，有效反射面积大，在水平方向和垂直方向都有宽的方向性；缺点是需要专门的材料和制造工艺，造价高，重量大。现在，其产品已经系列化。3.4.2干扰箔条箔条是具有一定长度和频率响应特性,能强烈反射电磁波、用金属箔或镀敷金属的介质制成的细丝、薄片、条带的总称。箔条组成偶极子云，投放在大气中形成一个高的雷达回波反射区以掩盖真实目标的存在。箔条使用最多的是半波长的振子，这种振子对电磁波谐振，散射波最强，材料最省。箔条干扰的实质是在交变电磁场的作用下，箔条上感应交变电流。根据电磁辐射理论，这个交变电流要辐射电磁波，即产生二次辐射，从而对雷达起无源干扰作用。箔条在空间大量随机分布，所产生的散射对雷达造成干扰，其特性类似噪声，遮盖目标回波。为了能够干扰不同极化和波长的雷达，箔条也采用长达几十米甚至上百米的干扰丝或干扰带。箔条干扰各个反射体之间的距离通常比波长大几十倍到上百倍，因而它并不改变大气的电磁性能。箔条的使用方式有两种：一是在一定空域中大量投掷，形成宽数公里长数十公里的干扰走廊，以掩护战斗机群的通过。这时，雷达分辨单元中，箔条产生的回波功率远大于目标的回波功率，雷达便不能发现和跟踪目标。另一种是飞机或舰船自卫时投放箔条，这种箔条快速散开，形成比目标大得多的回波，而目标本身作机动运动，这样雷达不再跟踪目标而跟踪箔条。1．箔条的有效反射面积箔条干扰是大量随机分布的箔条振子的响应总和。箔条总的雷达截面积等于箔条数乘以单根箔条的平均雷达截面积。单根箔条的雷达截面积E2为反射波在雷达处的电场强度，E1为照射波在目标处的电场强度，R为目标斜距.设箔条为半波长的理想导线，入射波的场强为E1，与箔条的夹角为θ，则E1产生的感应电流的最大值为RΣ=73Ω为半波振子的辐射电阻；λ为波长。该感应电流在雷达处产生的电场强度E2为单根箔条的雷达截面积为箔条的平均有效反射面积为单根箔条的面积在空间立体角中的平均值，即在投放箔条时，要保证在每个雷达分辨单元里箔条的有效反射面积是目标雷达截面积σ0的Kj倍，因此在雷达分辨单元内箔条的根数由下式确定:2．箔条的频率响应为了得到大的雷达截面积，通常采用半波长振子箔条。但半波长箔条的频带很窄，只有中心频率的15%～20%。为了增加频带宽度，可以采用两种方法。一是增大单根箔条的直径或宽度，但是带宽的增加量有限，且容易带来重量、体积和下降速度等问题；二是采用不同长度的箔条混合包装，为了便于生产，每包中箔条长度的种类不宜太多，以5～8种为宜。3．箔条干扰的极化特性短箔条在空间投放以后，由于本身所受重力和气候的影响，在空间将趋于水平取向且旋转地下降，这时箔条对水平极化雷达的回波强，而对垂直极化雷达信号反射很小。为了使箔条能够干扰垂直极化的雷达，可以在箔条的一端配重，使箔条降落时垂直取向，但下降速度变快，并且在箔条投放一段时间以后，箔条云出现两层，上边一层为水平取向，下边一层为垂直取向，时间越长，两层分开的越远。但在飞机自卫情况下，刚投放时，受飞机湍流的影响，箔条取向可以达到完全随机、能够干扰各种极化的雷达。长箔条（长于10cm）在空中的运动规律可以认为是完全随机的，能够对各种极化雷达实施干扰。箔条云的极化特性还与雷达波束的仰角大小有关。在90°仰角时，水平取向的箔条对水平极化和垂直极化雷达的回波差不多，但在低仰角时，对水平极化雷达的回波比对垂直极化雷达的回波要强的多。4．箔条回波信号的频谱箔条云回波是大量箔条的反射信号之和。每根箔条回波的强度和相位是随机的，其频谱可以认为是高斯谱，其频谱中心对应于箔条云移动的中心频率，其频谱宽度主要取决于风速，风速越大，频谱越宽。箔条云的平均运动速度v0为式中：vF，vL分别为风的平均速度和箔条的平均下降速度应当指出的是，箔条云的频谱宽度通常只有几十赫兹，即使在阵风、旋风作用下，其谱宽也只有几百赫兹，因此对具有多普勒频率处理功能的雷达来说，干扰效果要明显降低。这时，可以采用复合式干扰，利用有源干扰产生宽带多普勒噪声，以弥补箔条干扰带宽的不足。5．箔条的战术应用箔条的优越性能使它在现代战争中有着日益广泛的应用：用于在主要攻击方向上形成干扰走廊，以掩护目标接近重要的军事目标，或制造假的进攻方向；用于洲际导弹再入大气层时形成假目标；用于飞机自卫、舰船自卫时的雷达诱饵。1)箔条用于飞机自卫2)箔条用于舰船自卫箔条用于飞机自卫是利用箔条对雷达信号的强反射，将雷达对飞机的跟踪吸引到对箔条的跟踪上。为了达到该目的，箔条必须在宽频带上具有比被保护飞机大的有效反射面积，必须保证在雷达的每个分辨单元内至少有一包箔条。箔条用于舰船自卫时，一种方法是大面积投放，形成箔条云以掩护舰船。因为舰船体积的庞大，其有效反射面积高达数千甚至数万平方米，这需要专门的远程投放设备，其价格昂贵，箔条用量也大。另一种是把箔条作为诱饵，以干扰敌攻击机或导弹对舰船的瞄准攻击。实战表明，箔条对飞航式反舰导弹的干扰特别有效，而且更经济、灵活，已成为现代舰船广泛采用的电子对抗手段。这种诱饵式箔条的干扰原理是，当舰上侦察设备发现来袭导弹后，立即在舰上迎着导弹来袭方向发射快速离舰散开的箔条弹，使之和舰船都处于雷达的分辨单元之内，从而使导弹跟踪到比舰船回波强得多的箔条云上。同时，舰船应根据导弹来袭方向，舰船航向，航速以及风速作快速机动，以躲避雷达的跟踪。箔条干扰：箔条产生大量欺骗性目标或大范围的连续雷达回波，迷惑和欺骗雷达操作员。3.4.3假目标和诱饵假目标和雷达诱饵是破坏敌防空系统对目标的选择、跟踪和摧毁的有效对抗手段之一。它广泛用于重要目标的保护，飞机、战略武器的突防和飞机舰船的自卫。假目标是向电子探测设备模拟真目标的装置。它在显示器荧光屏上产生的回波类似于真目标的回波。其目的是压制用于搜索和目标指示的电子设备。假目标有：角反射器、透镜反射器、偶极子反射器等，容易电离的元素（铯、钠）在大气中扩散和燃烧时，空间局部区域被电离，也可形成假目标。各种规则形状的反射器的散射截面积可查相应的资料。诱饵是一种技术器材，能模拟敌方武器控制（制导）设备的目标。诱饵与假目标不同，诱饵的作用是破坏可控弹头向目标瞄准，并使之脱离目标。诱饵产生的信号的特性与被保护目标一致。诱饵是由车辆发射和突防飞机使用的像飞机一样的一次性干扰器材，它可欺骗敌防空网和使之饱和。拖曳式诱饵是由一个独立的拖曳式载荷发射欺骗式干扰信号，与真实目标保持一定的运动距离，以捕获威胁雷达的跟踪门，保护真实目标不受攻击。3.5无线电干扰发射系统有源干扰由专门的干扰机产生。干扰机的结构、体积和重量要视其用途、波段及可能的运载平台而定。干扰机包含图中单元：无线电干扰发射天线系统干扰发射机的基本组件包括：天馈装置、射频功率放大、调制器、信号发生器、控制系统和电源等。发射机系统特性和参数，如功率、极化和辐射频率，天线方向图波束宽度、天线方向图波束数目等均由系统所完成的功能和战术条件来决定。这些特征参数本身决定了发射系统的框图和结构。如下图为某机载干扰机发射系统天线方向图。天线方向图在方位面的宽度约为120（8个波束，每个波束宽15）；在俯仰面约为20不同发射机的输出系统其设计是不一样的。如果建立的干扰系统的功率不大，则输出系统按下图所示的框图完成，并将干扰发生器与全向辐射天线或具有扇形方向图的天线相连接。为提高干扰机的有效功率需要对天线方向图进行压缩，如下图所示。为覆盖整个需对敌方电子系统实施干扰的扇区，将用窄波束扫描，即周期性地或随机地控制波束指向，并将波束指定到被干扰的敌方电子系统。在干扰站的多波束输出系统中，广泛使用各种类型的魔T(或称作180双波导连接器、双波导电桥)，如下图所示。A.信号加法器B.天线切换器  一般，接收被干扰的电子系统的信号和发射干扰需要同时进行，以便： a.不断地检测电子对抗设备抑制被干扰设备的有效性； b.改变干扰参数使之适应被干扰信号参数的变化； c.分析被干扰信号的脉内调制和它在电子对抗情况下的改变。3.6收/发通道的隔离在电子对抗条件下，当发射机工作时，信号接收的方式与前面叙述相同，没有区别，但要有一定的收发隔离度。可从以下几个方面进行隔离：a.工作于两个独立的天线：接收和发射，并且它们之间有可靠的、深度的隔离（信号和干扰的空间分离）；b.短时间内关闭干扰发射机，并且在这些时间上对信号环境进行无线电技术侦察（信号和干扰的时间分离）；c.发射机在目标频率上短时间的失谐（信号和干扰的频率分离）；d.好的空间隔离与接收机对干扰补偿的兼容；e.在接收通道中对干扰滤波，使用脉冲干扰发射的自然间隔。 如干扰机工作平台为飞机器，则可进行： ——天线安装在彼此相距的最大距离上，例如在飞机两侧翅膀的顶端； ——使用飞行器的结构元件作为自然屏障； ——在天线之间安装专门的屏障； ——接收和发射天线采用具有各种电磁波矢量旋转方向的圆极化； ——使用窄波束（大增益）和低副瓣（补偿和抑制旁瓣）天线。3.7"隐身"技术前面理论分析表明，雷达的探测距离R与目标的雷达散射面积的四次方根成正比：因此反雷达隐身就是采用各种有源、无源技术来降低目标的值，从而大大减小雷达对目标的探测距离。隐身技术是指在一定探测环境中控制、降低各种武器装备的特征信号，使其在一定范围内难以被发现、识别和攻击的技术。由于隐身技术能极大地提高武器的生存能力和作战效果，受到许多国家的高度重视。其特点是通过采用有源技术，人为的改变雷达目标的散射分布或改变雷达等效方向性函数，降低接收机接收的回波功率，达到隐身目的。目前主要有：有源对消技术和人为盲区技术两种。3.7.1有源隐身技术1．有源对消技术有源对消技术是建立在逆反射基础上的，通过有源系统产生一系列自适应的相干对消波，人为的改变目标的散射分布，以减小雷达方向的散射功率密度。其方法是：利用目标平台上的传感器接收入射到目标上的雷达信号，并把雷达信号的参数送到信号处理机进行处理，然后利用目标上的有源对消系统在雷达方向上发射一系列相干波信号，以建立一个人为的雷达截面积1，并通过干涉效应与目标原来的雷达截面积0叠加，形成目标新的雷达截面积，控制有源对消系统的发射功率，使|1|和|0|幅度相等，相位相反，从而有效地减小目标地雷达截面积，降低雷达的探测距离。2．人为盲区技术人为盲区技术通过有源发射系统发射相干波信号，利用相干波的干涉效应，改变雷达天线的等效方向性函数，使天线的波瓣分裂，从而在指定的目标区产生盲区，降低其照射性能或接收性能，达到隐身的目的。已知雷达接收的目标回波功率为第一项与雷达发射机有关；第二项与被侦察的目标特性有关；第三项与雷达接收机有关。其中的方向性函数Ft、Fr不仅取决于天线的设计性能，还依赖于工作环境，如天线架设高度、地形等。采用有源技术，利用相干波的干涉效应改变天线的Ft、Fr，使它产生零值区，可有效地减小对指定区域的照射功率密度和接收天线的等效接收面积。对于单站雷达(R1=R2=R)，其最大作用距离：对于双站雷达，则：特别当|Ft|=|Fr|=|F|时，上两式的左端都将与|F|成正比。　　改变|Ft|使之产生零值区，降低被保护区域的照射功率密度，是一种根本的隐身措施，称为人为雷达照射盲区。其特征是无需关心目标的散射特性和雷达接收天线的具体位置，适用于单站雷达、双站雷达和简单目标、复杂目标乃至目标群。同理，减小|Fr|可降低雷达接收天线相对于被保护区域的等效接收面积，从而降低雷达接收功率，这种情况称为人为雷达接收盲区。人为盲区原理与雷达存在的自然盲区现象相似，但自然盲区是由于多径效应等因素，使雷达发射的直接波SP与地面反射的反射波TP相互抵消，从而在观察点P处产生盲区，如图3-20所示。它与反射点的位置和反射性能密切相关，是不可控的。人为盲区的基本思路是：在雷达S和观察点P之间人为地配置一个固定或运动的转发站T(如图3-20(b))，该转发站把接收到的雷达波转发到观察点P，它与雷达发射的直射波SP在P点叠加而构成总的合成电磁场。当观察点P位于雷达S和转发站T的远区场，而转发站T到直射波SP的距离r相对小时(r<<R，R1)，可近似认为SP和TP平行，故不必考虑目标散射分布和闪烁带来的影响。场点P的总场强为直射波与转发波两者之和：只要满足一定的条件，可使构成的总合成电磁场接近于零。建立人为盲区有三种：建立人为照射盲区；建立人为接收盲区；同时建立人为照射盲区和人为接收盲区。3.7.2无源隐身技术无源隐身本身并不发射电磁波，而是改变电磁波的散射、吸收和再辐射，从而大幅度地减少雷达接收机接收到的回波功率，使雷达难于发现目标。无源隐身主要技术措施有：但飞行器的气动外形设计与布局一般要受到空气动力学的限制，其对隐身的效果的贡献仍然是有限的。目标的外形设计是实现隐身目标无源隐身的主要技术，它是根据电磁场理论分析目标的各种结构形状对雷达波的反射和散射能力，从中找出获得最小雷达散射面积的外形结构。1.隐身外形技术武器和平台表面大量采用（非金属）复合材料，或涂覆能吸收某频率范围内电磁波的材料（称吸波材料），或涂覆能透过某频率范围内电磁波的材料（称透波材料），以降低雷达截面积。2.隐身材料技术雷达吸波材料是对雷达波吸收能力很强的新型材料。按其工作原理可分为三类：一是雷达波作用于材料时，材料产生电导损耗、高频介质损耗和磁滞损耗等，使电磁能转换为热能而散发；二是减少雷达波能量分散到目标表面的各部分，减少雷达接收天线方向上散射的电磁能；三是使雷达波在材料表面的反射波进入材料后在材料底层的反射波叠加发生干涉，相互抵消。目前吸波材料主要采用碳、铁氧体、石墨和新型塑料化合物等，有橡胶型、塑料型、陶瓷型、铁氧体型和复合型等。雷达透波材料是能透过雷达波的一类材料。目前正在研究的碳纤玻璃钢就是一种良好的透波材料。主要是采用阻抗加载技术，即在飞机的金属表面人为地开多条槽缝，并接入集中参数或分布参数负载，当受到雷达照射时，它能产生一个与雷达回波频率相同、极化相同、幅度相等，但相位相反的附加电磁波，它在雷达探测方向上与雷达回波叠加后相互抵消，从而降低飞机的雷达截面积。3.控制电磁波二次辐射技术上述隐身技术都是针对射频频段而言，除此而外还有红外隐身、声学隐身、可见光隐身等。F-117A隐身飞机几种典型隐身飞行器RCS和隐身技术除上述各种隐身技术外，战术隐身也是一种有效的方法。如：飞行姿态控制、大气波导、低空突防等。反辐射攻击武器定向能武器3.8电子战摧毁技术电子战摧毁技术是指利用反辐射武器和定向能武器对敌电磁辐射源进行物理破坏和摧毁，使其永久性失去作用，是一种“硬杀伤手段”。3.8.1反辐射武器1．反辐射武器分类反辐射武器利用雷达的电磁辐射对雷达进行寻的、跟踪直至摧毁。除了摧毁雷达阵地外，它还能杀伤雷达操作人员，迫使敌方重新装备或长时间维修，使雷达在作战中不能有效地发挥作用，从而使防空武器和其他有关武器失效。目前的反辐射武器包括1）反辐射导弹反辐射导弹（ARM)是利用对方武器系统辐射的电磁波发现、跟踪并摧毁辐射源的导弹。反辐射导弹由微波被动导引头、导弹体(含飞行控制设备、发动机、电源等)、引信战斗部、投放设备等构成。其中导引头一般采用宽带微波无源探测定位系统，主要用于接收辐射源(如雷达)的发射信号，测量其入射方位。导引头除具有精度高、频带宽、动态范围大等特点外，还具有灵活的加载能力。飞行时间短的导弹主要加载方式是由机载攻击引导设备所获取的辐射源数据对导引头进行加载，或在导弹发射前通过加载器在地面直接对导引头加载。飞行时间长的导弹，可有多个加载。 反辐射导弹系统的工作可分为三个过程，即导引设备选择目标、导引头捕获目标和导弹发射攻击。导弹导引头装订辐射源参数(如雷达的脉宽（PW）、脉冲重复间隔(PRI)、频率和可能的实时门（如估计雷达脉冲到达的时间门））后，导引头的测向设备和测频设备开始工作，对入射辐射源信号进行侦收截获，并将侦测的信号参数进行分选和识别。当获得的信号特征参数与加载的待攻击辐射源特征参数相符合时，确定攻击目标已截获，发射导弹。导弹发射后，导引头按一定的引导程序控制反辐射导弹飞行姿态，完成将导弹导向辐射源的过程。在这过程中，导引头不仅要完成辐射源信号的方位测量，还要对每一瞬时测得的信号参数进行处理，保证对辐射源信号的精确跟踪，并向导弹飞行控制系统送入飞行姿态调整参数；同时对导弹当前的相对位置参数进行记录，以便在辐射源关机后还能继续引导导弹攻击。ARM工作原理（－）被动雷达导引头（二）控制系统（三）战斗部（四）引信（五）发动机2）反辐射无人机反辐射无人机是反辐射武器的第二种形式，反辐射无人机是无人驾驶飞机上配装被动雷达导引头和战斗部而构成。它通常在战场上空巡航，当目标雷达开机时，机载导引头便立即捕获目标，随即实施攻击。它与反辐射导弹相比，具有造价低、巡航时间长、使用灵活、具有侦察——干扰——摧毁一体化等优点。3)反辐射炸弹反辐射炸弹是通过在炸弹身上安装可控制的弹翼和被动雷达导引头来构成的。它的运动方向可通过被动雷达导引头输出的角度信息控制其弹翼偏转，进而引导炸弹飞抵目标，实施对敌方辐射源的摧毁。反辐射炸弹按其有无动力可分为两种：一种是无动力反辐射炸弹；另一种是有动力反辐射炸弹。在使用无动力反辐射炸弹时，炸弹载机需要飞至敌方雷达阵地附近。有动力反辐射炸弹的功能类似于反辐射导弹，所不同的只是射程不一样。反辐射炸弹的动力航程一般来讲要短一些，同时其制导控制方式也比较简单，攻击命中精度相对较低，但其最大的特点是它的战斗部较大，这样就可以弥补其精度的不足。有较低廉的制造成本。2．反辐射攻击武器的特点1)具有摧毁性硬杀伤效果2)攻击速度快3)攻击方式灵活4)攻击频率范围宽5)使用代价高软杀伤手段主要是对电子探测设备实施电子干扰和电子欺骗，以使其暂时失去探测能力，进而掩护己方作战飞机（或军舰）完成突防任务；反辐射攻击武器则是直接对敌方电子设备辐射源实施攻击，进而使其完全摧毁，以掩护己方作战飞机（或军舰）完成突防任务。其突出特点是可以对敌方电子系统实施摧毁性打击，使其不可能在短时间内恢复正常工作。现代反辐射攻击武器从发射到击中目标通常只需要短短1min左右的时间，因而一旦实施攻击，敌方电子设备通常还来不及关机就已被摧毁，其攻击速度之快是其他武器系统无法比拟的。早期的反辐射攻击武器只能跟踪电磁辐射设备的主瓣进行攻击，随着电子技术的发展，反辐射攻击武器的灵敏度也越来越高，现代的反辐射攻击武器不但可以从电磁辐射设备的主瓣方向实施攻击，同时它也可以从其副瓣方向实施攻击，反辐射无人机甚至可以从敌方电子设备的顶空进行俯冲攻击。由此可见，现代反辐射攻击武器几乎可以从各个方位实施对敌方电子设备攻击，其灵活的攻击方式使敌方难以对其进行防御。现代反辐射攻击武器中的导引头通常可以在很宽的频率范围内工作，因而无论是敌方的警戒雷达（通常工作频率较低）还是导弹制导雷达（通常工作频率较高）均处于其攻击频率范围之内，这样就对敌方的各种雷达构成了很大的威胁。反辐射攻击武器是对敌方电磁辐射设备实施摧毁性的打击，属一次性使用的消耗性武器，并且对其技术指标的要求通常也较高，因此该类武器的使用代价也较高；电子干扰和电子欺骗设备通常可重复使用，相对来讲，作战使用代价要小一些。３.8.２定向能武器定向能武器是利用沿一定方向发射与传播的高能射束攻击目标的一种新原理武器，主要有高能激光武器高功率微波武器粒子束武器1.高能激光武器（激光武器或激光炮）高能激光武器是一种利用定向发射的激光束直接毁伤目标或使之失效的定向能武器，可工作在可见光波段、红外波段、紫外波段，用于衰减、干扰、毁坏光电或红外传感系统(抗传感器武器)。1)高能激光武器分类作战对象是各类来袭导弹，作用距离通常为300公里～500公里，也可用于摧毁其他战略和战术目标，如歼击机和防空阵地等。战略激光武器的作战对象是战略导弹、侦察卫星、天基作战平台等目标。2)高能激光武器的组成光束控制与发射系统精密瞄准跟踪系统高能激光器指挥控制系统搜索捕获跟踪系统来袭目标精密跟踪粗跟踪高能激光武器3）激光武器的毁伤机理 1热作用破坏 2力学破坏 3辐射破坏激光照射目标后，部分能量被目标吸收而转化为热能，引起烧蚀效应。由于目标的表面材料急剧汽化，蒸汽高速向外膨胀，在极短的时间内可给目标以强大的反冲作用，从而在目标中形成激波，其激波又能引起目标材料的断裂或损坏，这就是激波效应。由于目标表面材料的汽化，还会形成等离子体云，等离子体一方面对激光起屏蔽作用，另一方面又能够辐射紫外线甚至X射线，造成辐射效应，这比激光直接照射所引起的破坏力可能更厉害。4）激光武器的特点 1速度快 2机动灵活 3精度高 4无污染 5效费比高 6不受电磁干扰激光束以光速(30万千米／秒)射向目标，一般不需要提前量发射激光束时，几乎没有后座力，因而易于迅速地变换射击方向，并且射击频度高，能够在短时间内拦击多个来袭目标。可将聚焦的狭窄光束精确地对准某一方向，选择攻击目标群中的某—目标，甚至击中目标上的某一脆弱部位。激光武器属于非核杀伤，不像核武器那样，除有冲击波、热辐射等严重破坏外，还存在着长期的放射性污染，造成大规模污染区域。激光武器无论对地面或空间都无放射性污染。百万瓦级氟化氘激光武器每发射一次费用约为1～2千美元。与之相比，“爱国者”防空导弹每发为30一50万美元，“毒刺”短程防空导弹每发为2万美元，因此从作战使用角度看，激光武器具有较高的效费比。激光传输不受外界电磁波的干扰，因而目标难以利用电磁干扰手段避开激光武器的攻击。高能激光武器也有它的局限性。随着射程增大，照射到目标上的激光束功率密度也随之降低，毁伤力减弱，使有效作用距离受到限制。此外，使用时还会受到环境影响。例如在稠密的大气层中使用时，大气会耗散激光束的能量，并使其发生抖动、扩展和偏移。恶劣天气(雨、雪、雾等)和战场烟尘、人造烟幕对其影响更大。2.高功率微波器（射频武器）高功率微波器是利用定向发射的高功率微波束毁坏敌方电子设备和杀伤敌方人员的一种定向能武器。辐射频率一般在1GHz-30GHz，功率在1000MW以上。其特征是将高功率微波源产生的微波经高增益定向天线发射出去，形成高功率、能量集中且具有方向性的微波射束。使之成为一种杀伤破坏性武器。高功率微波武器杀伤机理 a电效应 b热效应 c生物效应电效应是指高功率微波在射向目标时会在目标结构的金属表面或金属导线上感应出电流或电压，这种感应电压或电流会对目标的电子元器件产生多种效应，如造成电路中器件状态的反转、器件性能下降、半导体结的击穿等。热效应是指高功率微波对目标加热导致温度升高而引起的效应，如烧毁电路器件和半导体结，以及使半导体结出现热二次击穿等。高功率微波的生物效应是指高功率微波照射到人体和其他动物后所产生的效应，可以分为非热效应和热效应两类。非热效应是指当较弱的微波能量照射到人体和其他动物后引起的一系列反常症状，如使人体出现神经紊乱、行为失控、烦躁不安、心肺功能衰竭，甚至双目失明。试验证明，当受到功率密度为10mW/cm2～50mW/cm2微波的照射时，人将发生痉挛或失去知觉；当功率密度为100mW/cm2时，人的心肺功能会衰竭等。热效应是指由较高的微波能量照射所引起的人和动物被烧伤甚至被烧死的现象。当微波的功率密度为500mW/cm2时，人体会产生明显的感应加热，从而烧伤皮肤；当微波功率密度为20W/cm2时，2s即可造成人体的三度烧伤；当微波功率密度达到80W/cm2时，1s即可将人烧死。高功率微波武器原理 a脉冲功率源 b高功率微波源 c定向辐射天线高功率微波武器作战特点 (1)近于全天候运用的能力(频率在l0GHz以上时稍差一些)。 (2)为对付电子设备而设计的波束似乎不会损害人的健康。 (3)波束比较宽，一般能淹没目标，因此对波束瞄准没有太高的要求，并且有可能同时杀伤多个目标。 (4)单价、使用和维护费用预计比较低。 (5)在许多应用中，唯一的消耗器材是常规发电机／交流发电机的燃料。因此，“弹仓”就是燃料箱。 (6)因为射频武器类似于雷达系统，只不过是具有更高的功率，因此有可能设计一种系统，首先探测和跟踪目标，然后提高功率杀伤目标，并且全部以光的速度进行。 (7)因为军事人员熟悉雷达系统，并且许多后勤问题已经得到解决，所以高功率微波武器的实现可以利用现有的基础设施。 (8)因为效应是完全看不见的(使电路翻转，损坏系统内部的半导体部件)，并且装置可以做得很小而且考虑很周到，所以这项技术非常适合于隐蔽使用。 (9)适用于非致命性交战。 (10)覆盖频率谱范围宽，既可研制出宽带高功率微波定向能武器，也可研制出窄带高功率微波定向能武器。3．粒子束武器粒子束武器是将粒子加速到接近光速，并用磁场聚焦成密集的束流，射向远距离目标，在极短时间内把极大的能量传给目标，以此对目标造成软破坏或摧毁目标。正在研究中的两类粒子束武器分别是定向“雷电枪”和伽马射线粒子束武器。定向“雷电枪”威力强大，但如何引导电子束及其在空间传输等问题需要经过长期研究才能解决；与激光器原理类似的伽马射线粒子束武器，要达到实用阶段尚需进行较长时间的研究。激光武器受天气和环境的影响较大，而粒子束穿透能力强，具有全天候的特点，受天气的影响比激光武器要小。第4章有源干扰干扰机理分析 4.1压制性干扰中射频噪声干扰机理分析 4.2压制性干扰中噪声调幅干扰机理分析 4.3压制性干扰中噪声调频干扰机理分析 4.4压制性干扰中噪声调相干扰机理分析窄带高斯过程：称为射频噪声干扰其中包络函数Un(t)服从瑞利分布，相位函数（t）服从[0,2]均匀分布，且与Un(t)相互独立，载频j为常数且远大于J(t)的谱宽。通常J(t)是由低功率噪声的滤波和放大形成，因此，又称为直接放大的噪声（DINA）。4.1压制性干扰中射频噪声干扰机理4.1.1射频噪声干扰对接收机的作用机理典型接收机系统框图如图所示，其原理可用图b的模型来描述。这里线性系统I代表混频器和中放。虽然混频器是非线性器件，但由于中放的选择性，混频器不会改变输入信号的时间特性以及频谱间的相对关系，它只是把射频信号（包括干扰）变成中频。线性系统I的带宽决定于中放的带宽。检波器是非线性系统，它对中放输出的包络进行变换。线性系统II表示接收机的视放。设输入干扰信号J(t)的功率谱Gi(f)与线性系统I的频率响应Hi(f)都具有矩形特性。首先考虑只有干扰的情况。式中，fj，fi分别为干扰和中放的中心频率；fj、fr分别为干扰带宽和接收机带宽，j2为J(t)的平均功率。根据线性系统理论，中放输出仍为窄带高斯噪声，其功率谱为中放干扰信号的相关函数Bi()（Gi(f)傅立叶反变换）（注：这里是单边0－有信号）：中放输出的干扰信号的包络Ui服从瑞利分布：检波器的工作状态取决于输入信号的大小，输入信号大时，检波器特性近似为线性，即(4.2)(4.1)输入信号较小时，检波特性为平方律特性，即式中，UV、Ui分别为检波器输出和输入信号的包络，Kd和K分别为与检波器特性有关的常数。以线性检波器为例，当窄带高斯噪声作用于线性检波器时，输出的噪声概率分布由式(4.2)的雅克比变换求得，即其中，V2=Kd2i2。由此可见，高斯噪声经过线性检波器，其输出分布为瑞利分布，且输出干扰信号包络的直流分量和起伏功率分别为： 直流分量：总功率：起伏功率：检波器输出噪声的相关函数RV()与输入噪声的相关函数ri()(令ri()=Ri()/i2)之间存在如下关系：(4.3)其中，i2为检波器输入噪声的平均功率由式(4.1)得：取(4.3)式前三项作近似计算，则式中，第一项为直流分量，第二项为展宽得基频分量，后两项为高频谐波分量，由于检波器负载的低通作用，后两项将被滤除，不影响信号检测。所以相应的功率谱：图中三角形面积表示噪声的起伏功率，等于0.39V2；虚线为检波器输出噪声频谱特性的精确曲线，虚线所包含的面积为0.43V2。当干扰和信号同时存在时，设目标回波信号为：s(t)=UScosSt。对线性系统而言，其输出为两信号单独作用时的响应之和，其中:噪声输出为:J’(t)=Un’cos[it+’(t)]信号输出为:s’(t)=US’cos(it)其合成电压为：J’(t)＋s’(t)=[Un’cos’(t)+US’]cosit-Un’sin’(t)sinit=Uicos[it+(t)]其振幅（包络）概率分布为莱斯分布，即I0(x)为一类零阶Bessel函数。其相位分布为：式中，,分布如下图所示. 由此可见，当US=0时，幅度分布退化为瑞利分布，当US/i增大时，该分布逐渐由瑞利分布过渡到高斯分布，当US/i>>1时，近似为以US为均值、i为方差的高斯分布。采用系统方法可以求出信号和噪声同时作用时，检波器输出信号UV(t)的概率分布为式中，。4.1.2射频噪声干扰对信号检测的影响雷达接收机信号检测的基本方法是：以预先设置的某一门限电平UT为基准，当接收机视频信号UUT，判定为有目标；当UUT，判定为无目标。若：a.实际没有目标，但UUT，此事件称为虚警，其概率记为Pfa；b.实际没有目标，且U<UT，此事件称为正确不发现，其概率记为1－Pfa；c.实际有目标，且UUT，此事件称为发现，其概率记为Pd；d.实际有目标，但U<UT，此事件称为漏报，其概率记为1－Pd；根据上述定义，在射频噪声干扰时的虚警概率即接收机输出干扰信号的包络超过门限UT的概率，即图3.17中输出噪声的电平分布超过UT部分的面积。根据聂曼－皮尔逊准则，对于给定的虚警概率Pfa，由上式唯一地确定检测门限UT：发现概率Pd是虚警概率Pfa和信噪比的函数：上述分析都是在高斯噪声条件下进行的，而高斯噪声为最佳干扰波形，当进入雷达接收机线性系统的实际噪声非高斯时，其遮盖性能将下降。4.2压制性干扰中噪声调幅干扰机理4.2.1噪声调幅干扰的统计特性噪声调幅干扰信号电压表示为：J(t)=[Uj+Un(t)]cos(jt+)其中，调制噪声Un(t)为零均值，方差为n2，在区间[-Uj,]分布的广义平稳随机过程，为[0,2]均匀分布，且为与Un(t)独立的随机变量，Uj、j为常数。如图为调制噪声功率谱和已调波功率谱。 因为Un(t)和相互独立，所以其联合概率分布密度函数p(Un,)与各自的概率分布密度p(Un)、p()之间存在如下关系：p(Un,)＝p(Un)p()J(t)的均值为：E[J(t)]=E{[Uj+Un(t)]cos(jt+)}=E[Uj+Un(t)]E[cos(jt+)]=0J(t)的相关函数为：Rj()=E[J(t)J(t+)]=E{[Uj+Un(t)][Uj+Un(t+)]}E{cos(jt+)cos[j(t+)+]}因为E[Un(t)]＝E[Un(t+)]=0所以E{[Uj+Un(t)][Uj+Un(t+)]}＝E[Uj2+Un(t)Un(t+)]＝Uj2+Rn()Rn()为调制噪声Un(t)的相关函数。而E{cos(jt+)cos[j(t+)+]}＝E{[cos(2jt+j+2)+cosj]}=(cosj)/2因此噪声调幅信号的总功率为：它等于载波功率与调制噪声概率的一半的和。或式中，Pj=Uj2/2为载波功率；mAe=n/Uj为有效调制系数。 设mA为最大调制系数，即mA=即，mA=式中，KC为噪声的峰值系数。一般mA1，当mA>1时将产生过调制，严重时将烧毁振荡管。因此，当mA=1时，未限幅噪声的有效调制系数为噪声调幅信号的功率谱为式中，Gn(f)为调制噪声功率谱，第一项代表载波的功率谱，后两项代表调制噪声功率谱的对称搬移，上、下边带功率之和为旁瓣功率PSl，其功率等于调制噪声功率的一半，即PSl=n2/2=P0或由于雷达接收机检波器的输出正比于噪声调制信号的包络，因此，起遮盖干扰作用的主要是旁瓣功率。如果对调制噪声Un(t)不加限幅处理，在不产生过调制条件下（mA1），旁瓣功率仅为载波功率的很小一部分：提高干扰的有效功率主要是提高噪声调幅信号的旁瓣功率。提高旁瓣功率的方法有两种：一是提高载波功率P0，但会受到发射器件功率条件的限制；二是加大有效调制系数mAe，即主要对Un(t)适当限幅，提高旁瓣功率在发射功率中的比例。4.2.2噪声调幅干扰对雷达接收机的作用已知调制噪声的功率谱：干扰谱宽fj=2Fn，一般情况下，fj>fr。a.fj＝f0情况此时中放输出的功率谱为：Gi(f)=Hi(f)2Gj(f-f0+fi)Gi(f)=其中，即中放输出仍然包括载波和一对对称的旁频，载波功率保持不变，而旁频功率为：且接收机线性系统I输出的干扰信号仍然是一个调幅信号：ui(t)=[U0+U’n(t)]cos(it+))其中U’n(t)与原来的调制噪声Un(t)的区别主要是：a)U’n(t)是Un(t)通过带宽为fr/2低通滤波器输出的结果；b)U’n(t)的功率为Un(t)的功率n2的fr/fj倍；c)由于U’n(t)是Un(t)通过窄带滤波器的输出，当Un(t)为高斯噪声时，U’n(t)仍为高斯噪声，其分布密度为同时，线性系统I输出的中频干扰信号包络Ui=U0+Un’(t)也为高斯分布：b.若取fj-f0=fr/2，此时中放输出的噪声功率谱中包括载波和下旁频带：式中，旁频功率：)虽然此时的载波功率和旁频功率与fj=f0时相同，但功率谱和输出信号包络却不同。令载波为u0(t)=U0cos1t,1=i+fr旁频分量类似于射频噪声的情况，故单边带的旁频分量为un’(t)=Un(t)cos[it+(t)]=Un(t)cos[1t-t+(t)]=Un(t)cos[1t+(t)]式中，(t)＝-t+(t)，＝fr展开上式，得un’(t)=Un(t)cos(t)cos1t-Un(t)sin(t)sin1t=Unx(t)cos1t-Uny(t)sin1t其中，Unx(t)和Uny(t)服从高斯分布。中放输出的合成信号为：ui(t)=u0(t)+un’(t)=[U0(t)+Unx(t)]cos1t-Uny(t)sin1t=Ux(t)cos1t-Uy(t)sin1t=Ui(t)cos[1t+(t)]其中，Ui(t)＝，则包络的概率分布为：其中，通常，噪声调幅时，U02>>i2，故若取fj-f0=－fr/2，可以得到同样的结论。因此，当时，中放输出的包络分布为近似高斯分布。c.中放输出中只包含上（或下）边带的部分频率分量，其实这是窄带噪声，故输出功率仅为噪声功率，中放输出噪声信号包络的概率分布为瑞利分布，4.2.3噪声调幅干扰对信号检测的影响噪声调幅干扰在线性系统I的输出有别于最佳干扰波形。除了外，它的瞬时值概率分布不同于高斯分布，因此，在总功率一定的条件下，其干扰效果会有所下降。a.检波器输出的干扰功率谱设接收机线性系统II的频率响应HV(f)为HV(f)＝检波器和线性系统II输出的干扰谱与频率瞄准误差f=fi-f0有关。    f=fi-f0=0时，检波器的输出正比于其包络，即UV(t)=Kd[U0+Un’(t)]式中，Kd为检波器传输系数；Un’(t)为调制噪声，其功率等于2PSl，检波器输出的相关函数为：BV()=Kd2U02+Kd2Bn’()其中，Bn’()为Un’(t)的相关函数。由上式可得直流功率为Kd2U02和视频噪声功率为2Kd2PSl，其功率谱个依据调幅波的谱和调制波谱之间的相互关系求得。即调制波的功率谱，是调幅波的功率谱沿频率轴搬移到原点，以纵坐标为轴左右折叠相加。视频噪声功率谱在0～fr/2内均匀分布，并全部通过线性系统II。 4.3压制性干扰中噪声调频干扰机理噪声调频干扰是对雷达、通信进行阻塞式干扰中最常用的干扰形式。其数学表达式为：其中，调制噪声u(t)为零均值、广义平稳的随机过程，为[0，2]均匀分布，且与u(t)相互独立的随机变量，Uj为噪声调频信号的幅度，KFM为调频斜率（调频指数）。4.4压制性干扰中噪声调相干扰机理噪声调相干扰数学表达式为：其中，调制噪声u(t)为零均值、广义平稳的随机过程，为[0，2]均匀分布，且与u(t)相互独立的随机变量，Uj为噪声调频信号的幅度，KPM为调相指数）。第5章对典型电子武器系统的干扰方式讨论 5.1对无线电引信的干扰 5.2对雷达的干扰5.1对无线电引信的干扰引信作为各种弹药最终毁伤程度的控制系统，已在现代战争中越发的显示出其重要的地位。从20世纪90年代的“海湾战争”、“科索沃战争”到近期爆发的“伊拉克战争”均充分体现出了精确打击武器和灵巧弹药的威力，而这一切毁伤结果的最终控制者正是“引信”。所谓引信是一种能接收利用目标信息、环境信息和人工指令，并能对各种信息和指令进行辨别、筛选和分析等综合处理，按预定条件引爆或引燃战斗部装药的控制装置或系统。引信的分类方法很多，按探测目标物理场性质分类时可分为无线电引信、非无线电引信和复合引信三类。其中无线电引信是利用电磁波获得目标信息的非触发引信，它具有测距远、检测精度高、目标识别率高，全天侯工作一系列优越性，在引信中一直保持着发展势头，它曾经与原子弹、雷达并列，被誉为第二次世纪军事科学的三大发明，在世界军事界、科学界引起极大的震动。军事强国的无线电引信装备比例历来较高，并且一直在发展新的型号。我国无线电引信近十多年来发展迅速，主要弹种基本都配备了无线电引信。 无线电引信是重要的弹载设备，主要对付近距离的高速目标，以及现代的低空突防、低空和超低空飞行的目标。常规弹药无线电引信要求系统简单可靠、体积小、重量轻、功耗小、成本低。由于无线电引信面临的战场环境日趋恶劣，尤其是用于对付低空飞机，掠海导弹，地面火控雷达等目标的无线电引信，工作在强烈的地面和海面杂波情况下，有时这些杂波信号的电平甚至于比目标信号高千倍以上，因此对距离截止特性、截获概率，尤其是抗干扰性能有更加突出的要求。 国内外将无线电引信工作体制的设计列为研究重点。尤其是50年代末期到70年代末期，无线电引信体制研究得到蓬勃发展，各种引信波形如雨后春笋般地出现，可谓“百花齐放”。迄今为止，无线电引信体制已从最初的单一连续波多普勒体制发展到以连续波多普勒体制为主，脉冲体制、调频体制、捷变频体制、噪声体制、伪随机码体制以及各种复合体制等共同发展的局面。下面就几种典型体制无线电引信作一简单介绍。5.1.1典型体制无线电引信1．连续波多普勒引信振荡器产生频率为f0的高频振荡，并由发射天线向空间辐射，发射信号为振荡器还分出一部分能量作为本振信号，本振信号为接收信号，即混频器的输入信号为混频器低频输出信号为2．调频引信 三角波调频引信的调制信号为固定周期的三角波信号，如果不考虑多普勒效应的影响，调频信号的时间—频率特性曲线如下图所示。以三角波调频引信为例，对调频引信的工作原理做一简单说明。 发射信号的频率可表示为相应的回波信号频率为于是可以得差频信号的频率为差频频率与R间的关系可表示为3.伪码调相引信伪码产生器产生的伪随机码信号如下图所示，分成两路，一路进入0/调相器对射频振荡器产生的高频载波进行调相，调制后的射频信号相位相对于原射频信号为0或180，已调相的射频信号经功率放大，由发射天线向外辐射；另一路伪随机码信号，根据引信作用距离要求，经延迟器适当延迟时间d，作为本地参考码进入相关器。目标回波信号由接收天线接收，经低噪声放大器放大送至混频器(即解调器)，与来自定向耦合器的本振信号进行混频(即解调)，输出视频信号如下图所示。该信号经视频放大器放大后进入相关器，与本地参考码(即本地延时伪码信号)进行相关处理，得到含伪码自相关函数的相关输出信号。相关器的输出5.1.2对无线电引信的干扰：无线电引信的电子对抗特点：a.占用频段宽b.工作时间短c.作用距离近d.无线电引信所配的弹药往往可多发齐射或连射，并结合一定的战术散布，使干扰更困难。e.弹目间相对高速运动，使引信天线辐射的电磁波的照射区随弹丸一起高速运动f.无线电引信为一次性使用产品g.引信体积小，发射环境和工作环境条件苛刻，强度要求高对无线电引信的干扰，必须符合一定要求。一般对无线电引信采用欺骗式干扰和压制性干扰。压制性干扰主要采用噪声调制阻塞干扰。其目的有两个：一是由于干扰信号太强，使接收机有源器件饱和，无法接收信号；或者由于噪声干扰的存在，破坏了目标回波信号的本来特征，使接收机信号处理电路无法识别目标信号。对无线电引信的干扰也分有源干扰和无源干扰，其中有源干扰有：扫频干扰；阻塞干扰；瞄准干扰；回答式干扰。无源干扰有：箔条云干扰；无源假目标等。扫频干扰：干扰机发射等幅或调制的射频信号，它的载频频率以不同的速率在一定宽度的频率范围以一定的规律来回摆动。当干扰机的载频频率扫过引信接收通带期间，引信就可以收到干扰信号，而输出信号使引信早炸。由此可见，干扰机扫频范围越宽，可干扰频率的引信越多，可以对付多发连射、齐射的无线电引信。这种干扰是目前对付引信的重要干扰手段。阻塞式干扰根据可能存在的引信工作频率范围，干扰机主要采用噪声调制（如噪声调频）宽带干扰方式，大功率、宽频率范围的覆盖引信工作频段。对引信实施阻塞式干扰的目的有两个：一是由于干扰信号太强，使引信接收机有源器件饱和，无法正常接收目标回波信号，极限情况使引信信号处理电路非正常启动；或者由于噪声干扰的存在，破坏了引信目标回波信号的本来特征，使引信接收机信号处理电路无法识别目标信号。二是在引信正常工作但没有遇到目标回波信号的情况下，由于干扰信号（噪声）的随机性，仍有可能使引信信号处理电路非正常启动引起早炸或降低毁伤效率。因此，阻塞式干扰也是目前对付引信的重要干扰手段之一。瞄准式干扰这种干扰是先由侦察接收机侦收引信的辐射信号，然后使干扰机对准引信工作频率，发出一个和引信工作带宽相比拟的窄带干扰信号，这样可以大大节省干扰机的干扰功率。但是加大了引导系统实现的难度。干扰信号可以是用模拟目标回波信号调制的欺骗式干扰，也可以是噪声调制的压制式干扰。回答式干扰回答式干扰的特点是干扰机接收引信的射频信号并进行分析，然后将引信信号放大并调制模拟目标的信号，再转发给引信；或用来调准干扰机振荡频率，经适当调制和功率放大再转发给引信，使引信非正常启动。无源干扰(1)抛撒尺寸接近引信半波长的干扰偶极子反射体。它们是由镀上金属导电物的纸带、玻璃纤维等制成。通常将几万根到几百万根包成一包，将许多包从飞机上投出到干扰区空间，偶极子包打开后，在空中形成飘浮的大量偶极子，因此称为偶极子云或箔条云。为了取得较好的干扰效果，偶极子长度尽量取引信工作波长的一半。(2)投放相应尺寸的较大无源反射体，即无源假目标。这种干扰在米波段和微波段均可实现。微波段可投放尺寸较小的角反射器，角反射器可制成矩形、三角形、球形。干扰米波引信，因为要求无源反射体尺寸较大，有的投放折迭式网状反射体，也可以投放半波振子阵等。环境干扰指引信在解除保险后所处的环境中，可能受到的有源或无源干扰。对付地面目标的引信常会受到地面杂波的干扰。而对付掠海导弹及海上目标时，来自海面的干扰杂波电平会比目标回波电平高出许多倍，特别是在高海情下，掀起的海浪对引信发射的电磁波反射已构成一个虚假目标，从而引起引信启动，导致弹道早炸。2．无线电引信干扰技术的发展趋势1)发展灵巧干扰技术2)发展快速准确的引信干扰技术3)深入开展干扰导弹无线电引信的研究4)向多用途综合干扰的方向发展早期的引信信号特征参数少、引信接收机结构简单，使用简单的噪声干扰往往就能对引信的工作造成重大影响。随着现代引信技术的进步，传统的噪声干扰信号能量已经很难进入引信接收机信号处理的终端，从而使干扰效果大大下降。为此，无线电引信干扰需要转向更加精密的灵巧干扰。灵巧干扰是指干扰信号的样式(结构和参数)可以根据干扰对象和干扰环境灵活的变化，或指干扰信号的特征与目标回波信号非常相似的干扰。通常前者称为自适应干扰，后者称为高逼真欺骗干扰。越来越多的采用计算机、直接数字式频率合成器、射频功率合成等新技术使引信干扰更加快速和准确。到目前为止，引信干扰设备大都是针对常规弹无线电引信的，而干扰导弹引信比干扰常规弹引信困难。但随着电子技术的飞速发展，干扰导弹引信的干扰设备性能将会大大提高。从近几年的美国引信年会来看，制导引信一体化(GIF－GuidanceIntegratedFuzing)是引信的一个发展方向，因此引信干扰机最好同时具备干扰制导和干扰引信两个功能，也就是说干扰机是一台集制导对抗和引信对抗于一身的综合对抗设备更进一步，由于无线电引信对抗使用的机会有限，通常只能在战争中当敌人使用无线电引信时才能发挥作用。因此，在引信干扰机的基础上增加雷达干扰、通信干扰支路，可以提高设备使用效率，也就是说可以研制集“四大对抗”于一身的综合对抗设备。5.1.3无线电引信干扰模拟系统无线电引信模拟干扰系统射频信号处理器的工作实现流程图1．对多普勒引信的欺骗性干扰对多普勒引信干扰界面及结果(a)侦测到的引信频谱；(b)对引信的干扰调制波形；(c)对引信的干扰结果（其中：上图为引信启动输出信号波形，下图为引信信号处理监测端输出波形）(a)(b)(c)2.对调频多普勒引信的欺骗性干扰某调频多普勒引信的干扰界面及结果图(a)侦测到的引信频谱；(b)识别出的引信调制信号；(c)对引信的干扰波形；(d)对引信的干扰结果（其中：上图为引信信号处理监测端输出波形，下图为引信启动输出信号波形）(a)(b)(c)(d)3.对伪码调相引信的欺骗性干扰4．压制性干扰雷达是一种探测目标，并确定其距离、方位或高度的电子射频设备。一般来说，雷达是以脉冲方式或连续方式发射电磁能量，并接收被目标反射回来且在其工作范围内的一部分能量而工作。方位与高度：方位用与正北的夹角的度数来表示，高度以一个水平参考面如平均海平面为基准。距离：电磁波传播一个来回对应的时间，与电磁波传播速度的乘积除以2。5.2对雷达的干扰发射与接收：如下图脉冲调制波形。恢复时间RT：由于接收机饱和和共用天线转换时间内不能处理回波的时间。Rmin=(PW+RT)V光速/2Rmax=PRTV光速/2理论上,最大探测距离等于在下一个脉冲发射之前,回波能够返回的最大距离.即:事实上,在脉冲发射期间、发射后接收机恢复时间内，接收机无法接收信号。所以，最小探测距离应与这两个时间有关。即：所以实际雷达探测距离R为：Rmin<R<Rmax分辨力和清晰度：距离分辨力＝PWV光速/2如：脉宽为1微秒，理论上，距离分辨力为？；脉宽为0.2微秒，理论上，距离分辨力为？。清晰度是要获得某一特性（如距离、方位或高度）需要的精度；分辨力是衡量雷达区分距离、方位或高度很接近的各目标回波的能力。距离分辨力主要由脉冲宽度决定，它是指雷达区分方位相同、距离很接近的两个目标的能力。雷达的方位与高度清晰度由波束的宽度决定。方位清晰度由水平波束宽度决定；高度清晰度由垂直波束宽度决定。一般来说，波束越宽，或目标距天线越远，则分辨力越差。也称为角分辨力，其中：在水平面内的分辨力称为方位分辨力；在铅垂面内的分辨力称为俯仰角分辨力。雷达基本类型：雷达一般分为三类：1.间接威胁雷达：由于这种雷达可向防空系统发出警告，可用来确定空中截击机和给地对空导弹阵地和防空连传递信息，所以它相当重要。主要有：a.警戒雷达（EWR）或远程雷达：警戒雷达是一种用于远距离探测飞机目标的高功率雷达，其主要目的是早期探测，精度要求不高。其特点一般为具有相对较长的脉冲宽度（大于6微秒）、较低的脉冲重复频率（100～400脉冲/秒）,射频范围100～300MHz。长脉宽可发射很高的平均功率，低脉冲重复频率有很长的收听时间。警戒雷达使用的扫描类型是圆周式，如图所示。b.截获雷达：它具有短脉宽(如1微秒)、高脉冲重复频率（如500～800脉冲/秒）和窄波束宽度的特点，距离分辨力和方位分辨力得到提高。探测距离近。它一般与地面武器系统如高射炮（AAA）或地对空导弹(SAM)相连。测高雷达2.直接威胁雷达：这种雷达可以探测、跟踪并连续把更新的目标位置信息反馈给武器系统的计算机，由计算机自动指挥高炮或导弹跟踪对准目标。主要有：a.圆锥扫描雷达：通过连续旋转偏离天线机械轴线的波束获取目标角信息的跟踪雷达。它是一种功率相对较低的精密雷达。圆锥扫描雷达一般工作在高脉冲重复频率（1000～2000脉冲/秒）、窄脉宽（0.5～1.5微秒）状态，其小的波束宽度使它用于跟踪很理想，但用于目标截获就变得无能为力了。地基圆锥扫描雷达必须使用螺旋形或螺线形搜索方式。这些扫描使它能够用笔形波束搜索大面积区域。如图所示，一旦发现目标，雷达就转入上面介绍的圆锥扫描跟踪方式。也有采用帕麦尔扫描方式，可以减小搜索与跟踪之间的转换时间。如图所示，帕麦尔扫描。帕麦尔扫描在一次截获扫描上加圆锥扫描，如图所示。扫描使波束围绕一个圆锥的中心轴移动，并逐渐增加圆锥角。如图所示。b.机载截击机（AI）雷达：使用圆锥雷达用于跟踪方式的机载截击机雷达即可以使用光栅扫描也可以使用螺旋形扫描截获目标。光栅扫描是一种在每个扇区平面末端高度突然变化的水平扇面，如图所示。为减小发射机和接收机及天线尺寸，机载截击机雷达系统一般工作在8500MHz以上。c.单脉冲雷达：单脉冲雷达是一个目标跟踪系统，它可以从每个发射的脉冲中获得足够的信息，来更新它的计算机，重新调整其天线位置。单脉冲雷达属于用同时波瓣法测角，它只需要比较各波束接收的同一个回波脉冲，就可得到目标位置的信息。因此单脉冲雷达获得误差信息的时间可以很短，与圆锥扫描雷达相比，它的测角精度高，抗干扰能力强。在机载截击机和地对空导弹系统中都使用单脉冲雷达。d.边扫描边跟踪（TWS）雷达:边扫描边跟踪雷达通过两个分开的天线在两个不同的频率上产生两个分离波束。其中一个波束用于确定目标高度；另一个波束决定目标的方位和距离，如图所示。处于雷达覆盖范围内的所有目标的角度和距离都显示在两个示波器上，一个示波器标定范围和距离，另一个示波器标定高度和距离。e.隐蔽接收（LORO）:它一般在一个天线系统上发射，在另一个天线系统上接收反射的能量。发射天线不进行扫描，只以恒定的射频能量照射目标，而接收天线对反射信号进行扫描，获得目标的角度位置。f.无源跟踪雷达：它以被动方式接收目标的辐射信号。由于本身扫描时天线不进行辐射，敌方很难探测这种雷达，因此，它是一种威胁雷达。还有其他多种雷达。3.无威胁雷达：从飞机防御观点看，无威胁雷达包括导航、导弹探测和测绘雷达等。此外还有：多卜勒雷达：多卜勒雷达利用相对速度变化产生多卜勒频移这一特性。分为连续波多卜勒雷达和脉冲多卜勒雷达。如图为使用多卜勒变换原理的基本系统。它不能确定距离，但能探测目标的接近速度。对雷达的干扰搜索雷达——压制干扰跟踪雷达——欺骗干扰1）距离欺骗干扰2)角度欺骗干扰3)速度欺骗干扰4)AGC欺骗干扰5)多参数欺骗干扰6)产生多个假目标来扰乱搜索雷达或处于目标截获阶段的跟踪雷达第6章电子对抗中的电子防护技术 6.1反电子侦察 6.2抗干扰方法 6.3反隐身技术 6.4抗摧毁技术6.1反电子侦察电子侦察是电子对抗的基础与前奏，旨在运用灵敏度很高的无线电接收设备，侦听敌方的无线电信号，查明其技术参数(主要是工作频率和发射功率)和信号特征(主要是信号调制方式)，运用无线电测向设备测定其方位，为对其实现电子攻击提供依据。反电子侦察是为防止敌方截获、利用己方电子设备发射的电磁信号而采取的措施。目的是使敌方截获不到己方的电磁辐射信号，或无法从截获的信号中获得有关情报，使敌方难以实施有效的干扰和摧毁。反电子侦察是电子防护中十分重要的组成部分。反电子侦察的关键是严格控制己方电子设备的电磁发射活动，即将电子设备的电磁辐射减少到完成任务必不可少的最低限度。控制的范围包括电子设备的发射频率、工作方式，发射时间、次数、方向、功率和地点等。主要措施有： 电子设备设置隐蔽频率和战时保留方式，平时则采用常用频率工作。（b)缩短发射时间，减少发射次数。(c)使用定向天线，或充分利用地形的屏蔽作用，以减少朝敌方向的电磁辐射强度。(d)将发射功率降至恰好能完成任务的最低电平。(e)不定期地转移发射阵地并使发射活动无规律。除发射控制外，反电子侦察措施还有：(f)在假阵地上设置简易辐射源，实施辐射欺骗或实施无线电佯动。(g)采取良好的信号保密措施，使用电磁信号不易被敌方截获、识别的新体制电子设备，如跳频电台、频率捷变雷达、信号加密等。(h)向敌方实施定向干扰，以保护己方重要的电磁辐射活动不被侦察。(i)建立对敌性国家电子侦察活动的通报制度等。6.2抗干扰方法雷达、通信等电子设备抗干扰的方法可分为两类:一类是在进入接收机的输入端之前，把干扰信号降到最低程度，使得干扰不进入或少进入电子设备中，这类抗干扰所采取的措施包括空间选择、频率选择、功率对抗等。另一类是当干扰信号进入接收机后利用有用信号和干扰的各自特性，将干扰抑制掉，提取有用信号。属于这类的措施包括时间选择、接收机内部信号处理抗干扰技术。下面分别对这些抗干扰方法进行必要的讨论。6.2.1时域抗干扰1．波形的设计和信号的选择2．从时间上反距离欺骗干扰1）控制雷达接收机的偏压2）采用饱和中放3）采用脉冲前沿跟踪法为了反掉拖距干扰信号，可以有下列三种方法：在接收机中引入一个受距离电压控制的负偏压，以保证信号不被干扰所压掉。由于目标信号处在干扰信号的前头，因此可将目标信号前沿取出并延迟以产生一个闭锁波门来关闭接收机，因为信号在闭锁波门的前头，所以有输出，而干扰信号在闭锁波门里，故被闭锁掉。这样，可使雷达的距离跟踪波门不被拖走而始终跟住真目标。接收机中频放大器采用非线性饱和中放时，就可避免由于自动增益的控制作用而产生大信号压小信号，于是可保证目标回波始终存在，再利用回波信号前沿经延迟后产生闭锁波门将干扰信号抑制掉，便可使距离跟踪波门不被拖走。脉冲前沿跟踪法，是增加一路无自动增益的饱和中频放大器和视频处理电路。饱和中放对目标信号和干扰信号给于同等放大，但由于两信号之间的时间误差，因此可用视频处理电路取出目标信号前沿，而把干扰信号抑制掉。6.2.2频率选择抗干扰频率选择法就是利用有用信号与干扰信号频域特征的差别来滤除干扰。具体措施有1．跳频法固定跳频——固定跳频是指电子设备工作频率可以在不同频率上或同一频段的不同频率上进行离散地跳变，跳频可以机械跳频，也可以电子跳频，前者由于连续变化速度太慢，因此大多数被后一种代替，这种方法可以有效地对抗瞄准式干扰。固定频率的电子设备容易被侦察和干扰。如果频率能在较宽的范围内随机的跳变，使电子设备不断跳到不受干扰的频率上工作，它的抗干扰能力就能得到增强。频率跳变的速度越快、范围越大，随机性越强，则抗干扰能力就越高。频率捷变——频率捷变是一种更有效的抗干扰方法。频率捷变能够实现快速宽频的跳频，可避免跟踪干扰，频率捷变在脉间实现跳频，且跳频范围很宽，跳频速度很快。频率捷变的方式有随机、程序控制和自适应等几种。频率捷变在雷达中主要有两种技术体制：一种方式是利用旋转磁控管实现雷达工作频率(载波频率)的快速跳变，即非相参捷变频技术；另一种方式是通过频率合成器形成若干频率点，雷达工作频率在这些确定的频率点中随机跳变，即全相参捷变频技术。有非相干频率捷变雷达和全相干频率捷变雷达。目前，频率捷变技术在雷达中主要有三种具体实现方式：还有一种方式是雷达工作频率根据干扰的频谱分布有目的地进行跳频，即自适应频率捷变技术。a.非相参捷变频技术典型的非相参捷变频雷达的组成方框图如下图所示。采用频率捷变磁控管作为振荡源，频率捷变磁控管的旋转调谐机构由高速电动机驱动，使其谐振频率作周期性的快速变化。调制器控制磁控管发射脉冲的时间，形成频率捷变信号。也可以利用噪声源调制电动机转速得到载频为随机跳变的发射脉冲。本地振荡器受自动频率控制系统(AFC)的控制，能在极短的时间内跟上发射脉冲载频的变化，使得本振频率和跳变的发射频率严格保持一个中频的差值，保证目标回波的正常接收，但发射脉冲信号与接收机本振信号之间没有确定的相位关系。非相参调谐磁控管发射频率呈准正弦变化，其发射频率的概率密度如下图所示。非相干频率捷变雷达结构简单，造价低廉，但发射频率稳定度差。b.全相参捷变频技术全相参捷变频雷达主要是由频率源产生不同的频率点，由自动频率选择器(AFS)随机选择输出频率，因此其输出频率特性是在一定频率范围内随机变化的。发射频率的概率密度在捷变频率范围内呈均匀变化，难以对其实施瞄准式干扰，也无法如同非相参捷变频雷达一样对其实施边带干扰。对全相参捷变频雷达实施干扰，必须展宽干扰带宽，实施宽带阻塞式干扰；但这样往往由于受干扰发射有效功率的限制，得到的干扰密度很低，得不到理想的干扰效果。因此，相参捷变频雷达具有很好的抗干扰特性。c.自适应频率捷变技术一般的捷变频雷达都只是在一定的频域范围内做有规则(非相参)和无规则(相参)变化，它没有考虑到目标环境的变化。对于一个特定的环境，从目标检测的角度来看，有一个最佳的工作频率。具有自动确定最佳频率或频段的检测功能和频率捷变功能的雷达称为自适应频率捷变雷达。自适应频率捷变雷达分为根据目标变化而变化的目标自适应频率捷变雷达和根据干扰环境变化的干扰自适应频率捷变雷达。自适应频率捷变技术主要是在全相参频率捷变技术的基础上完善和实现的，非相参捷变频雷达由于发射信号的频率按正弦变化，实现自适应变频比较困难。实现自适应频率捷变雷达的关键就是实现雷达对目标或干扰信号最佳频率的自动跟踪。自适应捷变频中，首先用侦察分析设备分析敌方的干扰特性，主要是频谱，然后引导雷达工作频率到干扰频谱的空隙或弱区。此项任务至少分三步来完成：首先要接收干扰并对其频谱进行分析其次是进行门限判决找出干扰谱空隙和弱区再次是通过逻辑控制电路控制频率合成器工作于相应的频率范围。一种自适应捷变频雷达方框图如下图所示。自适应频率捷变雷达组成方框图2．频率分集法频率分集是用多部发射机同时工作在不同的频率上，使雷达等电子设备同时占有较宽的频段，以削弱干扰强度。频率分集形式有两种：第一种是不同频率的信号由不同波束辐射，如图所示，它有三个不同载频信号，分别由不同波束辐射；第二种是所有频率信号在同一波束内，同时或间隔地辐射。频率分集是50年代中期出现的一种抗干扰方法。和频率捷变技术一样，频率分集技术是基于迫使干扰机在带宽内分散其干扰功率，从而削弱其干扰作用。所不同的是，频率分集是同时或交替地占有一个较宽的频带，而频率捷变是在一极短的时间内依次或无规律地占有一个频带。频率分集雷达与单载频雷达相比，具有以下优点：(a)在总功率相同的条件下，若有N个通道，则每个通道的发射功率将降低N倍，这有利于降低高频发射系统的功率容量及简化冷却和调制系统。(b)若每个通道与单频雷达的功率相同时，则总功率增加N倍，从而提高了发现目标的能力。(c)由于照射目标的频率不同，对不同频率的回波信号检测，可降低目标起伏噪声，从而提高发现目标的能力。(d)若采用多波束辐射，当搜索扇形区域保持和单频的相同时，可以将多个波束做得更窄，这一方面可减小雷达的分辨单元容积，降低有源和无源干扰进入接收系统的能量，另一方面提高了天线增益，从而提高了接收系统的输入信噪比。同时N路回波信号在接收机以一定方式组合，可以使信噪比提高N倍，进一步增强了抗干扰能力。3．扩展新频段不同的雷达，要尽量占据宽的频段，即使是同一种雷达，也可以工作于同一频段的不同频率，从而提高整个雷达网的抗干扰能力。还可以开辟新的频段。目前的地面警戒雷达大多工作在米波波段；炮瞄雷达和引导雷达大多数工作在S波段；机载雷达大都工作在X波段，所占据的波段较少且范围较窄，所以干扰也大都集中于这些波段上。开辟新波段，就是让雷达工作于更低或更高的频段上，散布范围尽量大，还可以使雷达突然在敌干扰频段的空隙中工作，使敌不易干扰。6.2.3空间选择抗干扰1．采用高增益、窄波束天线2．旁瓣消隐技术3．天线自适应抗干扰技术4．极化选择法空间选择抗干扰即空域抗干扰。空间选择法的基础，是利用干扰和信号在空间特性上的差别，采取必要的措施来减小甚至消除天线对干扰能量的接收。根据雷达方程和干扰方程，可以导出当干扰机配置在目标上时(自卫干扰)，进入雷达接收机的信干比表达式为在干扰条件下，接收机信干比S/J与雷达天线的增益Gt成正比，所以增大天线增益可以提高抗干扰能力。采用窄波束天线不仅可以获得高的增益，而且可以减少雷达电磁能量在空间的散布范围，也使进入雷达的干扰功率减小；平面显示器上的干扰扇面也会减小。一般来说，炮瞄雷达和制导雷达的波束都比较窄，警戒引导雷达的波束比较宽。要想实现窄波束天线，就要增大雷达天线尺寸，当增大天线尺寸受到限制时，只有使雷达的波长向更短(提高频率)的方向发展，或发展多波束天线。旁瓣消隐技术当干扰机不配置在目标上时，其干扰能量往往从雷达接收机天线旁瓣进入。即使干扰机配置在目标上，当干扰功率较强时，干扰能量也能从旁瓣进入。因此，消除旁瓣可以提高抗干扰性能。天线自适应抗干扰技术就是根据信号与干扰的具体环境，自动地控制天线波束形状，使波束主瓣最大值方向始终指向目标而零值方向指向干扰环境，以便能最多地接收回波能量和最少地接收干扰能量，使信干比最大。电波与天线理论可知：在空间传播的电磁能量，只有在极化方式相同的条件下，接收天线才能很好地将其接收。若极化方式不同，将引起很大衰减。1)变极化技术不断地自动检测出干扰波的极化形式，并自动控制天线采取与干扰波相对应的极化形式，始终保持信号与干扰的极化系数差别最大，以达到对干扰的最大衰减，从而提高雷达的抗干扰能力。2)极化干扰自消技术电子设备发射一线极化波（如垂直极化），而在接收时，则能接收两个正交的分量。若忽略目标交叉极化的影响，从目标反射回来的信号只有垂直极化分量，而干扰一般为椭圆极化波，可分解为垂直与水平两个极化分量，此两路信号在相消器对消，这样干扰被对消掉，而信号无损失通过。自动调节两支路的相位差和增益，可以达到较理想的对消。6.2.4功率对抗技术1．增大单管峰值功率2.提高发射脉冲信号工作比3.脉冲压缩4.功率合成技术5．波束合成技术选用功率大、效率高的微波发射管。但是，单管的峰值功率与波长有关，波长越短，峰值功率越小。而且，当发射功率很大时，电源的体积增大，价格增加，还容易使传输线系统打火，所以增大单管功率受到了限制。增大发射脉冲宽度和减小发射脉冲的重复周期，都可以增大其平均功率。但是，增大脉冲宽度会引起距离分辨力的下降，而减小重复周期又会导致距离模糊，使得测距范围下降。在峰值功率一定的条件下，提高发射能量要解决它与距离分辨力矛盾的问题。解决该问题最成熟的方法是采用脉冲压缩技术。脉冲压缩是指发射宽编码脉冲，接收时进行相应处理将宽脉冲压缩为窄脉冲，这样，既可以发射宽脉冲以获得大的能量，又可在接收处理后得到窄脉冲所具备的距离分辨力。利用多个功率放大电路同时对输入信号进行放大，然后设法将各个功放的输出信号相加，这样得到的总输出功率可以远远大于单个功放电路的输出功率，这就是功率合成技术。波束合成就是将许多功率较小的波束合成一个波束，固态有源相控阵雷达就是应用波束合成的一个典型。6.2.5接收机内部抗干扰技术1.自动增益控制技术当接收机输入电压增大到某一电平后，即使输入电压再增大，输出电压也不再增大，甚至反而减小，这种现象称为“过载”或“饱和”。当有用信号与强干扰一起作用于接收机时，其放大器工作在非线性状态使有用信号的包络发生畸变。当干扰达到使放大器周期性的从饱和到截止的电平时，接收机就会出现过载。一旦出现过载，就无法对输入信号的幅度变化作出反映，因此，就不能再现被传递的信息。过载对接收调幅连续波信号和脉冲信号，以及非调制无线电脉冲均有害。1）跟踪雷达AGCE1的动态范围常用AGC的开环频率响应 这是一种脉冲雷达的电子反干扰技术，它用来控制视频放大器由于干扰或地物杂波信号引起的过载，这些信号比雷达信号持续时间要长得多。方框图如下图所示。2）前馈自动增益控制中放输出馈送给AGC支路放大器和检波器。AGC检波器的输出通过滤波后，以控制电压的形式加到主信道视频放大器，对视频的增益进行控制。滤波器时间常数做得比输入信号脉冲的宽度要大，以免实际雷达回波信号脉冲电平被削减。当幅度和宽度都是足够大的干扰信号出现时，干扰信号经滤波器时间常数的延迟后将被衰减。如果干扰脉冲的宽度与雷达脉冲宽度相同，干扰脉冲将无损耗地通过滤波器。2．限幅器的应用3恒虚警(率)(CFAR）技术恒虚警技术使雷达接收机在比热噪声复杂和不确知的干扰环境中检测目标时，保持虚警概率恒定，防止信号处理部分工作过载。它根据干扰信号起伏的强度，自动调整接收机灵敏度来实现。恒虚警率处理方法分为参量方法和非参量方法两类。前者是在受干扰杂波的概率密度分布已知，只需估算某些未知参量的处理方法，如快门限恒虚警处理；后者用于干扰杂波概率分布规律未知的干扰环境，是一种与杂波概率分布无关的处理方法。例如，恒虚警率（CFAR）接收机。为了能对低空高速攻击机作出足够快的反应，搜索雷达必须要能提取信息供计算机使用。计算机的主要问题是因虚警过多而导致饱和。 灵敏度时间控制电路又称近程增益控制电路，它是用来防止近程杂波干扰使接收机饱和的电路。 雷达在实际工作中会遇到近程地面或海面杂波分布物体反射的干扰。干扰功率通常随雷达作用距离的增大而减小。 采用灵敏度时间控制电路使接收机增益按一定控制电压的形状来变化，这个控制电压与与接收机的灵敏度随时间（或相对应的距离）而变化，即近距离增益低，远距离增益高，从而扩大接收机的动态范围。4．灵敏度时间控制(STC)灵敏度时间增益控制的本原理是：每次发射脉冲后，产生一个负极性的随时间渐趋于零的控制电压，供给可调增益放大器的控制极，使接收机的增益按此规定电压的形状跟随着变化。这个控制电压与接收机灵敏度随时间或目标距离变化的曲线如下图所示。图中，K为STC电路的开关，当开关闭合时，来自定时器的触发脉冲(它与发射脉冲同步)被加到开关管(二极管)上，在触发脉冲的作用期间，RC电路中的电容被充电，调节充电时间常数，可使电压波形的指数变化规律与杂波干扰的变化规律近似“匹配”。在没有杂波干扰时，开关打开，控制电压为零或为某一固定值，保证接收机灵敏度不因增益太低而降低。5．对有非线性幅度特性放大器的应用(对数放大器)uo16．自适应能力抗干扰1)自适应门限自适应能力(对外部条件的适应性)是指电子系统结构和参数的变化，使能在任何给定形式的干扰作用条件下，都以最佳方式完成自己的功能。如恒虚警措施的设计就越来越自适应化。自适应门限设置技术所基于的假设是除了少数几个未知的参量外，噪声的概率密度是已知的。周围参考单元用于估计未知参数，且门限是基于参数估计参量估计确定的。实现恒虚警，是雷达信号预处理的重要任务之一。根据第二章分析可知，加在雷达接收机判决器输入端(或视频放大器输出端)的杂波(或噪声)服从瑞利分布，其总平均功率是v2，固定门限电平为VT，则虚警概率为噪声平均功率v2和门限电平VT有关。如果已知噪声总平均功率为v2，则可根据所要求的虚警概率，按上式确定门限电平VT。但雷达工作于非平稳噪声环境时，往往不知道噪声的总功率的大小，而且这个值是随着时间缓慢变化的。因此，即使找到了一个门限值而且获得了期望的虚警概率，一旦噪声功率变化，其虚警概率亦将随之发生变化。观察上式发现，欲保持Pfa为常数，必须使门限电平VT2与噪声总功率v2之比为一常数，即要求门限电平自动地与噪声环境相“适应”或“匹配”。但调整电平容易，而估计方差(即总平均功率)比较困难。因为，噪声是一个随机过程，理论上讲只有经过无穷多次观察才有可能。通常的办法是在有限次观察之后尽可能正确地估计出噪声过程的数字特征(均值、方差等)。在给定的观察次数下，所估计的值与实际值相差最小的估计方法，称为最佳估值方法。理论上的最佳估值方法是所谓的均方值估值法，它使门限电平正比于每次观察值的平方加权和的平方根：式中：N为观察次数；xi为第i次观察所得的值，即第i个距离单元里雷达视频信号的值，其均方差为v2；Wi为加权系数，等于i/v。2)平均值自适应门限检测由于实现上述数学模型是相当麻烦的，需要大量的数学运算。所谓“平均估值法”即使门限电平正比于观察值的平均值在一定条件下，实现上式只需乘法和加法运算，用不着乘方和开根。因此可以简化计算。7．宽—限—窄抗干扰电路“宽－限－窄”是“宽带放大－限幅—窄带放大”电路的简称，就是在宽带中放后再与限幅器和窄带中放（与信号脉宽匹配）级联的电路，原是一种抗离散脉冲干扰的电路，因宽带噪声调频干扰经中放输出是一系列离散的尖头脉冲，所以该电路也可用于抗宽带噪声调频干扰，其原理图如下图所示。下面给出该电路各部分参数的选择原则。1）宽带放大器带宽FW最佳带宽根据下式选择：式中：Fj为干扰带宽，FN为调制噪声带宽。实际应用中，Fj、FN是未知数，且是变化的，而FW一经选定便不能改变，所以很难到达最佳状态。为了使得在宽带失配时抗干扰效果降低不大，一般取FW略大于最佳值，即(2)限幅电平VL为取得最大的抗干扰效果，限幅器应对有用信号过限幅，即限幅电平低于信号电平；为确保输出信号不被机内噪声所淹没，限幅电平又应不大于下一级电路的输入噪声电平，即式中：Pn为限幅后输入噪声的有效值；Uc为限幅器输入端有用信号的幅度。(3)窄带放大器带宽FNFN应满足与限幅后有用信号相匹配的要求，但在限幅时，由于信号与干扰的相互作用，其有用信号的频谱宽度会发生变化，所以难以找到一个适当的带宽与它匹配，故通常按与限幅前的有用信号匹配的原则来选取。宽—限—窄电路抗干扰的效果与干扰的质量有密切关系，而干扰的质量又用实用调频指数来衡量，其定义为当mf小于某一值(一般mf<5)时，该电路抗干扰效果极差，甚至信干比增益出现负值。当mf>100时，其信干比增益可以大于宽放输出端的干扰压制比，这意味着不管干扰多强，只要适当选择电路参数，都可以从极强的干扰中把信号提取出来。当mf=10左右时，即使电路工作在最佳状态，其信干比增益也不超过8分贝。8．积累技术用积累技术抗噪声干扰的原理，是充分利用信号和噪声之间在时间特性和相位特性上的区别，来完成在噪声背景中对信号的检测的。有信号存在时的幅度、相位的概率密度和纯噪声时是有区别的。积累技术正是利用这一区别来实现从噪声中检测出信号的。积累可以是相参的(中频积累)，也可以是非相参的(视频积累)。相参积累由于同时利用了信号的幅度和相位信息，信噪比的提高较多。理想的相参积累，信噪比可以提高N倍(N为积累的脉冲数)，但技术上实现较困难。非相参积累由于只利用了信号的幅度信息，而完全损失了其相位信息，故效果比相参积累差些积累的实施，可用模拟式，也可用数字式。由于电子计算机在雷达终端处理中越来越广泛地应用，而且数字式积累可以方便地和计算机交连，故运用较广。从上面不难看出，采用积累技术提高了信噪比，但损失了观测时间，所以它是以观测时间来换取信噪比的提高的。许多雷达受观测时间的限制，积累周期不能太长，因而积累效果也受限制。9．带阻滤波器和梳状滤波器在实践中，基于信号选择的抗干扰方法可以得到应用。干扰信号的鉴别是根据信号的已知参数（脉冲宽度、频率、相位、重复周期）进行的，为了抑制窄带干扰和具有极简单调制方式的干扰，可采用“带阻滤波器”。利用滤波器的特性切断整个通带的干扰频带，从而保护中频放大器的通路。为了使接收机能抗直接噪声干扰，可以采用梳状滤波器。基于干扰和有效信号的时间差异的积累方法，为实现梳状滤波器打下了基础。6.3反隐身技术1．对抗RCS减缩的雷达反隐身技术1)频域反隐身技术（1）超视距雷达(2-60MHz)（2）米波雷达（3）毫米波雷达（4）谐波雷达这种雷达利用电磁波经电离层反射的能量(天波)从上方俯视被探测目标，其探测距离可以突破地球曲率的限制而超越视距实现早期预警。超视距雷达的反隐身机理，一是工作波长长，使作为隐身主要技术措施的外形技术与吸波材料技术失效；二是它的电波自上而下照射飞机的背部，这正是飞机隐身性能最差的方向。电离层折射的不稳定性虽然增加了超视距雷达的复杂性，却使反辐射导弹和电子干扰设备难以威胁和破坏超视距雷达的正常工作，因此这种雷达有较高的生存能力和抗干扰能力。这种雷达的工作波长在米级，通常为0.3～10米。外形隐身技术对米波雷达来说不起作用，因为米波RCS要比微波RCS大几十甚至几百倍。米波雷达对付材料隐身技术也十分有效，由于米波雷达的工作频率低，材料在这种频率的雷达波照射下，其电子取向运动的速度要比微波照射下减慢许多，致使吸波效率急剧下降，失去了隐身效果。米波雷达的主要缺点是天线波束太宽，使测量精度和分辨力降低。这种雷达的工作波长很短，一般为1～10毫米，频率高于30吉赫。在毫米波的照射下，飞行器表面任何不平滑部位和缝隙都会产生电磁波散射，使单站RCS增大。毫米波雷达存在的主要问题是，电波传播受大气影响衰减严重，作用距离较近。这种雷达接收回波中的谐波分量作为目标信号。目前采用的隐身技术措施主要是扼制回波中的基波成分，而对减缩谐波成分作用不大，因此。可以利用接收二次或三次谐波来达到反隐身的目的。2)空域反隐身技术（1）双／多基地雷达（2）机载／星载雷达（3）雷达网这是一种具有良好反隐身和反摧毁能力的新体制雷达。它的基本原理是收发分：雷达发射机位于远离战场的安全地带，可以采用较大的发射功率；高灵敏度的一台或多台接收机分布在前沿的陆地、海面域空间的载体上。由于接收机本身不发射电磁波，处于一种“寂静”状态，所以隐蔽性能好，不易受到电子干扰和反辐射导弹的袭击。这种雷达安置在飞机、飞艇、气球、卫星和宇宙飞船等空中载体上，从隐身飞机的上方、侧向和尾部等隐身能力薄弱的方向照射，提高了探测目标的概率。雷达网由不同频段的单基地雷达、各种双／多基地雷达或分布式雷达分别配置在地面、飞机和航天器上组成，整个雷达网由一个控制和数据处理中心管理。雷达网增强了对隐身飞行器的探测与跟踪能力，它用不同频率的雷达从不同方位照射目标，可以获得隐身飞行器完整而连续的航迹。2．信息积累反隐身技术为提高雷达对干扰背景中微弱回波信号的探测灵敏度，可在空间和时间上进行回波信号的积累处理，这一技术将为探测隐身目标开拓新路。1)相控阵雷达2)微波成像雷达这种体制的特点是，具有最大可能的效率、最快的电扫描反应速度，能实现多波束同时执行多种探测功能，可靠性高，抗干扰能力强。这些特点使相控阵雷达具有探测隐身飞行器等低可见度目标的能力。这种雷达能直接显示目标电磁散射特性，并产生高分辨力目标图像的雷达称为成像雷达。这种雷达常工作在微波波段，故又称为微波成像雷达。成像的原理有真实孔径成像、合成孔径成像和逆合成孔径成像等几种。3．其他反隐身技术2)热成像探测器3)地球磁场变异探测1)红外反隐身技术为了反红外隐身，现已制成工作波长为6～14微米的碲镉汞红外阵成像探测器，由上万个红外探测单元排列成的3维阵列与先进的信号处理电路自动增益控制、自动探索跟踪、自动筛选目标等功能，可以跟踪隐身飞机。这种探测器能感受到任何预定目标的热区和冷区，不管是非隐身目标还是隐身目标。热成像探测器可透过烟雾、黑暗和雨雪进行观察，也不受背景红外辐射的影响，其辨别目标与抗干扰的能力远胜于红外探测器。利用飞行器飞行中引起的地球磁场的扰动来探测目标。显然，飞行器上是否采用了隐身措施对地球磁场没有影响，故这种方法具有反隐身的潜在能力。6.4抗摧毁技术1．建立专门的反辐射导弹告警系统1)超高频脉冲多普勒雷达告警系统2)红外告警技术3)采用长波雷达和毫米波雷达探测根据反辐射导弹弹道轨迹的特点，可采用超高频脉冲多普勒雷达，对多普勒频率的检测来发现、截获、识别ARM并发出告警。反辐射导弹本身就是一个红外辐射源，可以采用红外技术探测ARM并发出告警。因为当前包括无人机所用的隐身吸收材料和结构材料主要是针对厘米波段的雷达，这样利用长波雷达和毫米波雷达在近期可用于探测隐身无人机。2．对导引头的诱骗技术“闪烁”诱饵是指在雷达附近配置一个诱饵辐射源，在频域和波形上与雷达相同或相似，而在时域上则利用计算机根据阵地配置及目标位置进行实时调整，使其辐射信号与雷达信号同时到达反辐射导弹导引头。两点源相干干扰对付单脉冲雷达的原理同样适用于对抗反辐射武器。由于反辐射武器天线波束较宽，两点源之间的距离可以拉得较开，干扰效果比较理想。非相干多点源诱骗是指在雷达附近合理配置多个干扰源(可以是噪声调制干扰，也可以是脉冲信号)，由雷达控制中心统一指挥顺序开、关机，用来诱偏反辐射导弹。3.拦截技术1)低空、超低空防空导弹武器系统2)弹炮结合防空系统3)激光武器现代的低空、超低空防空导弹武器系统是一种功能完备，具有独立作战能力的防空武器，它能够拦截除战术弹道导弹之外的包括无人机在内的各种低空威胁目标。低空、超低空防空导弹武器系统通常装有先进的低空搜索雷达，有的还装有被动搜索系统，可以搜索发现无人机。作为对目标的跟踪通常采用常规雷达，有的还有毫米波雷达，而且多数系统除雷达跟踪之外，还配备光电跟踪(前视红外、电视)系统，不仅对目标的跟踪精度高，而且对导弹的制导采用完善的引导方式，制导准确。因而，低空、超低空防空导弹武器系统可以有效地拦截反辐射无人机。弹炮结合防空系统是当今世界各国普遍重视和装备的一种防空武器。现代的弹炮结合防空系统都装有雷达或光电搜索系统，多数系统为单车式系统，便于机动转移、快速部署，又可以跟随部队随行掩护，并能在行进中搜索发现目标，用高炮射击目标，暂停后导弹也可以拦截目标。因而弹炮结合防空系统适用于部队行军、展开和作战中对抗无人机，同步适用于反侦察监视。由于弹炮结合防空系统能够在统一指挥控制下，远距离用导弹拦截，近距离用火炮射击，确保对无人机的有效杀伤。激光武器可以凭借大功率的激光辐射直接摧毁反辐射武器，其优点是结构简单、反应时间短、攻击速度快、转移火力快、精度高、抗干扰能力强、效费比高，其缺点是受大气扰流、光行差等影响较大，在烟雾和尘埃中被大量吸收，另外它辐射时还释放有毒气体。除了上述硬杀伤拦截手段外，还可以采用便携式导弹、光纤制导导弹、新型高炮、射束武器、截击机等武器拦截反辐射武器或反辐射武器载机。4.先进的雷达体制1)米波及毫米波雷达2)双(多)基地雷达3)分置式雷达反辐射导弹均采用四喇叭天线单脉冲导引头，天线口径至少应大于半波长，当天线口径为半波长时，其波瓣宽度约为80度，定向误差约为波瓣宽度的1/10～1／l5，这种精度难以对雷达精确定向。如果雷达跟踪在米波波段，反辐射武器天线就不可能做得这样大，而且多路径效应使导引头性能成倍下降。在毫米波波段，由于天线和其它元器件尺寸很小，精密机械加工困难，功率受到限制，加上大气传输损耗大，所以目前的反辐射武器均无法覆盖此波段。近年来，由于大功率回旋管的出现，毫米波技术得到了很大的发展，140GHz以下的元器件已基本齐备，毫米波雷达很有发展前途。双(多)基地雷达就是将雷达发射机和接收机分别配置在相距一定距离的地方，通常接收机(一个或多个)设在战区前沿，发射机设在后方。由于接收机静默，不易受反辐射武器的袭击，发射机则在反辐射武器的射程之外。双(多)基地雷达发射机除设在后方外，还可安装在飞机、气球、卫星等空中平台上，这样可解决基地间地球曲率的影响，扩大探测区域。分置式雷达的发射系统与接收系统分置在数百米范围内，接收机可以是单个或多个，它们保持静默，不受反辐射武器的攻击。发射系统由2～3部发射机作等功率、同频、锁相、同步工作，合成一个波束，因此反辐射武器只能跟踪它们的等效相位中心，不会击中它们中的任何一个。此外，还可以采用相控阵雷达、超视距雷达和无源雷达等先进的雷达体制，使反辐射武器难以达到预期的攻击效果。5.雷达组网建立严密高效的防空雷达网，即根据反辐射导弹寻的跟踪的特点，将不同波段、不同体制、不同极化方式、不同作用范围的各种雷达进行科学组网，形成高、中低空和远、中、近程相结合的防空雷达网，由C3I系统统一指挥协调。通过频域、空域和时域互补，使防空雷达网能从不同方位探测接收反辐射武器反射的电磁波，即使单部雷达遭到摧毁，整个系统仍能正常工作。同时，网内各雷达交替开机，轮番工作与机动，对反辐射武器构成闪烁电磁环境，使跟踪方向、频率、波形混淆，网内同类型雷达相距较近时可同时开机，使反辐射武器瞄准中心改变，起到互为诱饵的作用，能有效对抗反辐射武器。一个完整的指挥自动化系统应包括以下几个分系统：　　“神经中枢”—指挥系统。指挥系统综合运用现代科学和军事理论，实现作战信息收集、传递、处理的自动化和决策方法的科学化，以保障对部队的高效指挥，其技术设备主要有处理平台、通信设备、应用软件和数据库等。　　“手脚”—控制系统。控制系统是用来搜集与显示情报、资料，发出命令、指示的工具，主要有提供作战指挥用的直观图形、图像的显示设备、控制键钮、通信器材及其他附属设备等。　　“神经脉络”—通信系统。通信系统通常包括由专用电子计算机控制的若干自动化交换中心以及若干固定或机动的野战通信枢纽。手段包括有线载波、海底电缆、光纤以及长波、短波、微波、散射和卫星通信等。　　“大脑”—电子计算机系统。电子计算机是构成指挥自动化系统的技术基础，是指挥系统中各种设备的核心。指挥自动化系统的计算机要求容量大、功能多、速度快，特别要有好的软件，并形成计算机网络。　　“耳目”—情报、监视、侦察系统。情报系统包括情报搜集、处理、传递和显示。主要设备有光学、电子、红外侦察器材、侦察飞机、侦察卫星以及雷达等。监视与侦察系统的作用是全面了解战区的地理环境、地形特点、气象情况，实时掌握敌友兵力部署及武器装备配置及其动向。　　军队指挥自动化系统以其突出的情报获取能力、信息传输能力、分析判断能力、决策处置能力和组织协调能力，在军队现代化建设和高技术战争中的地位和作用日益突出。可以预见，随着科学技术的发展，军队指挥自动化系统将越来越完善。