通信电子电路课件chapter1

*第一章噪声与干扰内部噪声（噪声）外部噪声（干扰）噪声与干扰自然噪声：热噪声、散粒噪声、闪烁噪声等；人为噪声：交流噪声、感应噪声、接触不良噪声等；自然干扰：天电干扰、宇宙干扰等；人为干扰：工业干扰、无线电台干扰等；特点：具有随机性。本章主要研究放大电路和电子系统的内部噪声中，自然噪声的来源和特点。* 设备内部噪声对有用信号影响的大小，主要取决于有用信号的强弱。一般情况下，有用信号比设备内部噪声大的多时，噪声可以不考虑；但在某些情况下，有用信号很弱，噪声强度大大超过有用信号，就必须考虑噪声的影响。如卫星信号的接收，等等。 通信设备的内部噪声，是设备器件（如电阻、晶体管等）所固有的，不可能消除掉，这是影响通信质量的关键因素。如光接收机要求噪声指标：10-12；射频终端要求信噪比指标：10-5~10-6。 为了降低通信接收机的内部噪声，就必须了解它的来源和特点，以及通过线性电路以后如何变化；还要懂得怎样对线性四端网络内部噪声进行计算和测量等方法。 应该指出：噪声问涉及的范围很广，计算复杂，详细不属于本课程范围，本节只做一些简单介绍。*1、傅立叶变换一、基础知识简介1）傅氏正变换：2）傅氏反变换：其中：幅频特性相频特性*2、矩形脉冲3、单位冲激函数单位冲激函数是实偶函数，其傅里叶变换也应是实偶函数,有1* 即单位冲激函数频谱是常数1，其时域、频域图形如图所示。也就是说，在时域中变化异常剧烈的冲激信号包含幅度相等的所有频率分量，即其频谱密度在整个频率范围内是均匀分布的。这样的频谱常称为“均匀谱”或“白色频谱”。*1.1噪声的来源和特点 放大电路和电子系统的内部噪声，主要来源于构成系统的包括输入电路在内的元器件，如电阻、晶体管、场效应管等。* 电阻的热噪声（起伏噪声）：由于电阻内部的自由电子存在无规则的热运动，会在电阻两端产生很小的电压en(t)，电压的正、负由电子的运动方向决定。这种因热运动产生的起伏电压就称为电阻的热噪声。 就某一瞬时来看，电阻两端电压en(t)的大小和方向是随机变化的；就一段时间来看，出现正、负电压的极性相同，因而en(t)的统计平均电压为零。 这种热运动在电阻内形成的起伏电压实质上是由许多持续时间极短的脉冲电压叠加的结果。 1.1.1电阻的热噪声*一、电阻热噪声的电压和功率谱密度 电阻热噪声是起伏噪声，其电压（或电流）的瞬时值和平均值都无法计算，统计平均值为0。但是，它的均方值是确定的，可以用在1欧姆电阻上消耗的平均功率测量出来。噪声电压作用于1欧姆（单位）电阻上的平均功率为：* 由于起伏噪声通过接收机或者放大器才能显示出来，而接收机或放大器都有一定的频率特性，因此必须了解起伏噪声的频谱和功率密度谱，才能了解它对接收机或放大器的影响。 在频率域内，若以S(f)df示频率在f与f+df之间的平均功率，则总的平均功率为：可得：上式中：S(f)称为均方电压谱密度，或单位电阻上消耗的功率谱密度，单位：V2/Hz。*起伏噪声是由无数个非周期性窄脉冲叠加而成，每个窄脉冲的宽度约为10-13~~10-14秒，因此单个脉冲的频谱可以用傅氏变换求得，设非周期函数为f(t)，则：由于很小，，因此，即：窄脉冲在1013Hz的频带内，频谱是均匀分布的，且等于常数。*由于单个脉冲频谱是均匀分布的，显然它的功率频谱也是均匀分布的，由各个窄脉冲的功率频谱叠加而得到的整个电压的功率频谱也是均匀分布，即它的功率密度频谱S(f)（单位频带内、单位电阻上所消耗的平均功率）是个常数。但是实际上噪声谱密度不可能持续到f→∞,在达到某一非常高的频率f=1013Hz时，噪声谱密度开始下降。由于起伏噪声的频谱在极宽的频带内具有均匀的功率谱密度，因此上称其为“白噪声”。与之对应的是“有色噪声”。*当电阻的工作频率远远小于自由电子的碰撞频率时，其两端产生的热噪声的均方电压谱密度为：R为噪声电阻均方电流谱密度为：T＝t＋273oC开尔文为玻尔兹曼常数；温度越高，噪声越大；电阻越大，噪声越大。*若系统工作频带（或测量此噪声功率时的频带宽度）为，则电阻热噪声电压的均方值为：热噪声电压有效值为：常用在串联电路中计算噪声，常用在并联电路中计算噪声。噪声电流的均方值为：*例如：当R＝RL时，电路中噪声源实现最大功率传输，则负载上的额定噪声功率为：可见：即：带宽越宽，电阻上的热噪声功率越大。*注意：1.公式适用于铜线绕电阻器，其它类型的电阻器噪声电压稍大一点。但通常可用该公式作近似计算；2.一个实际电阻，除了热噪声之外，还存在闪烁噪声，故它的总噪声值要比用热噪声公式计算的数值高，有时要高出数倍以上；3.在各类电阻中，炭质电阻的噪声最大，炭膜电阻次之，线绕电阻的噪声最小。*二、电路中电阻热噪声的计算1、噪声等效电压源和等效电流源*2、串并联电阻的噪声计算*以串联为例进行公式推导：在T和△f相同的条件下，假设和是互不相关的，设串联后的瞬时值为：* 结论：只要各个噪声源是相互独立的，则总的噪声服从均方叠加原理。即多个电阻混联（温度相同）时的热噪声等于混联后的总电阻R产生的热噪声。 一般来说，理想的纯电抗元件不会产生噪声，因为纯电抗元件不含损耗电阻，它不存在自由电子的不规则热运动。但实际中我们不可能获得理想的器件，它们的损耗电阻会产生噪声。实际电路中，电感的损耗电阻一般不能忽略，而电容的损耗电阻通常可以忽略。* 例1.1.1p13计算1MHZ带宽，温度为17oC时1MΩ电阻产生的热噪声电压。解：由上例可看出，对于1MΩ输入电阻和1MHz带宽的交流电压表来说，它会产生约126μV的噪声。不管使用什么样的精度，500μV以下的信号都无法测量。同样条件下，50Ω电阻只产生0.9μV的噪声。这就解释了为什么较低电阻在低噪声电路中比较有用。* 例1.1.2放大器的工作带宽为2MHz，信号源电阻为200Ω。当工作温度为27oC，电压增益为200，输入信号有效值为5μV时，试计算输出信号有效值（有用信号和噪声），假定放大器的噪声及其它噪声可以忽略。解（1）：信号源内阻产生的噪声电压为：* 例1.1.2放大器的工作带宽为2MHz，信号源电阻为200Ω。当工作温度为27oC，电压增益为200，输入信号有效值为5μV时，试计算输出信号有效值（有用信号和噪声），假定放大器的噪声及其它噪声可以忽略。解（2）：在输出端，产生的噪声电压和输出信号为：可见：输出信号将包含1mV的有用信号和0.514mV的噪声。*3、热噪声通过线性网络 假设二端口网络的电压传输函数为H(S)，输入端的噪声功率谱密度为Si(f)，输出端为So(f)，对于单一频率的信号来说，在网络输出端存在： 因此，如果作用于输入端的均匀功率谱密度为Si(f)的白噪声，通过功率传输系数为H2(f)的线性网络后，输出端的噪声功率谱密度就不再是均匀的了。 对于线性网络来说，在输出端有：*例1.1.3p13RC并联电路如图1.1.3(a)所示，设电容C是无损耗电容，求输出端噪声电压的均方值。解：将有噪声电阻R表示为噪声串联等效电路，如图1.1.3(b)所示。RC�EMBEDEquation.DSMT4���CR�EMBEDEquation.DSMT4����EMBEDEquation.DSMT4���无噪声网络(a)(b)_1250143998.unknown_1250145548.unknown*无噪声RC网络的传递函数为So(f)输出端噪声电压的均方值与R无关RC�EMBEDEquation.DSMT4���CR�EMBEDEquation.DSMT4����EMBEDEquation.DSMT4���无噪声网络(a)(b)_1250143998.unknown_1250145548.unknown*So(f)白噪声变成了有色噪声，但可以用等效噪声带宽BWn内具有等值噪声谱密度，而BWn以外的噪声谱密度为零来等效。比较公式与RC�EMBEDEquation.DSMT4���CR�EMBEDEquation.DSMT4����EMBEDEquation.DSMT4���无噪声网络(a)(b)_1250143998.unknown_1250145548.unknown*等效噪声带宽BWn的计算：如图所示，白噪声通过线性网络以后的结果。图中So(f)曲线与横坐标轴f之间的面积就等于输出端噪声电压的均方值。*等效噪声带宽，是按噪声功率相等（几何意义即面积相等）来等效的。图中虚线表示的宽度为BWn、高度为So(fo)的矩形面积与曲线So(f)下的面积相等。BWn即为等效噪声带宽。由于面积相等，所以起伏噪声通过这样两个特性不同的网络后，具有相同的输出电压均方值。*根据功率相等的条件，可以得到：由公式：可以得到：因此：设：*由于：所以：通常，是已知的，所以只要求出BWn就很容易算出。对于其它噪声源来说，只要噪声功率谱密度是均匀的白噪声，都可以应用BWn来计算其通过线性网络后输出噪声电压的均方值。* 说明：线性网络的等效噪声带宽BWn与信号通频带3dB带宽（2△f0.7）是不同的两个概念。前者是从噪声的角度引出来的，而后者是对信号而言的。但是二者之间有一定的关系，它们的差别取决于传输特性与理想矩形的接近程度，其关系为Of�EMBEDEquation.DSMT4����EMBEDEquation.DSMT4���f0BWn_1250194598.unknown_1250324616.unknown*重新计算例1.1.3的等效噪声带宽：可得：由于该网络的3带宽为：因此：电路的频率响应曲线越接近于矩形，BWn与BW越接近。RC�EMBEDEquation.DSMT4���CR�EMBEDEquation.DSMT4����EMBEDEquation.DSMT4���无噪声网络(a)(b)_1250143998.unknown_1250145548.unknown*1、热噪声2、散弹（粒）噪声3、分配噪声4、低频噪声1.1.2晶体管的噪声除电阻噪声外，电子器件的噪声也是电子设备内部噪声的一个重要来源。在接收机或放大器中，晶体管的噪声往往比电阻的热噪声大得多。晶体管噪声产生的机理比较复杂，主要有四种：*1、热噪声它是由晶体管内的损耗电阻产生的，一般来说发射极和集电极的电阻比较小，产生的热噪声可以忽略；因此，晶体管内部的热噪声主要由基区体电阻rbb‘产生。*2、散粒噪声在晶体管中，电流是由无数载流子迁移而形成的。由于各载流子的运动速度不尽相同，使得单位时间内通过PN结的载流子数目有起伏，因而引起通过PN结的电流在某一平均值上作不规则的起伏变化，产生的噪声叫散粒噪声。晶体管的发射结和集电结都会产生散粒噪声，因为发射结正偏，结电流大；集电结反偏，只有较小的反向饱和电流，所以发射结产生的散粒噪声起主要作用。*散粒噪声的电流谱密度为：每个载流子所载电荷量的绝对值：通过PN结的平均电流值。说明：晶体管的散粒噪声也是“白噪声”，它的强度与直流电流成正比，而电阻热噪声则与流过电阻的电流无关，这是两者的区别。一般情况下，散粒噪声大于电阻热噪声。当Io=0时，Si(f)=0，所以，在低噪声放大器中，第一级的工作电流的较小。在频带△f内产生的热噪声电流均方值为：*3、分配噪声在晶体三极管中，载流子从发射区进入基区后，大部分到达集电结而被收集形成集电极电流，只有少量在基区复合形成基极复合电流。由于载流子在基区复合的随机性，造成集电极和基极电流的随机波动而引起噪声，这种噪声称作分配噪声，它也是电流噪声。由于基区复合状态与工作频率有关，工作频率越高，分配噪声就越大，因而分配噪声不是白噪声。*4、低频噪声——高频时可以忽略现已发现的晶体管低频噪声有闪烁噪声（噪声）及爆裂噪声。这些噪声通常与晶体管表面状态或内部缺陷有关，其产生机理还处于研究阶段。闪烁噪声的特点是在低频（几千赫以下）区域，其噪声强度显著增加，并且随频率降低而升高，大体上与频率成反比，故又称为噪声。噪声是低频电子线路的主要噪声源，一般认为它是由于半导体晶体表面清洁处理不好或有缺陷造成的，它的强度还与半导体材料的性质和外加电压大小有关。实际上这种噪声不仅存在于晶体管，也存在于其它元器件中，如电阻、电子管、场效应管等。*1.1.3场效应管的噪声在场效应管中，由于其工作电流主要是靠多数载流子的运动，因而散粒噪声的影响很小，主要是沟道电阻产生的热噪声。1、沟道热噪声2、栅极感应噪声3、闪烁噪声4、栅极散粒噪声*1、沟道热噪声这种噪声是由导电沟道中多子不规则的热运动产生的，它是场效应管的主要噪声来源。因为沟道电阻的大小不是固定的，它受栅极电压的控制，所以此噪声电流的均方值与场效应管的跨导gm成正比。*2、栅极感应噪声沟道热噪声通过栅极电容Cgs的耦合，在栅极上感应而产生噪声。通常把这种噪声称为场效应管的栅极感应噪声，其值随工作频率及Cgs的增高而变大。3、闪烁噪声（噪声）场效应管也存在噪声，其产生的原因与双极型晶体管大致相同。*4、栅极散粒噪声这是由栅极内电荷的不规则起伏引起的。对于结型场效应管，其噪声电流的均方值与栅极漏电流（反向饱和电流）成正比，其值比双极型晶体管的散粒噪声小得多。对于MOS型场效应管，由于泄漏电流很小，一般其栅极散粒噪声可忽略。一般来说，在频率不是很高时，场效应管的噪声比双极型晶体管的噪声低。*1.1.4二极管的噪声正偏：散粒噪声、闪烁噪声等；反偏：稳压二极管二极管齐纳击穿：散粒噪声、闪烁噪声；雪崩击穿：散粒噪声、多态噪声；多态噪声产生的原因，就是其电压在两个或多个不同电平上进行随机转换，这些电平可能相差毫伏数量级，且转换的时间极快造成的。这种多态噪声是由于PN结内的缺陷和不均匀性造成的。*1.1.5天线噪声1、接收天线端口的噪声接收天线端口的噪声有两个来源，其一是天线本身的导体电阻产生的噪声（通常可以忽略）；其二是外来噪声能量，主要包括周围介质辐射的噪声能量和各种外界环境噪声。因此，天线噪声是与其周围的介质温度、天线的指向及频率有关的物理量。天线中的热噪声电压为：式中，RA为天线的辐射电阻；Ta为天线的等效噪声温度，与周围介质的温度、天线的指向等有关；BWn为接收机的等效噪声带宽。*当天线与接收机输入端相匹配时，输入接收机的天线噪声功率为额定噪声功率，即*2、天线周围的环境噪声天线的环境噪声是指大气电离层的衰落和天气的变化等因素引起的自然噪声，以及来自银河系、太阳和月球的无线电辐射产生的宇宙噪声。环境噪声是不稳定的，在空间的分布也是不均匀的。例如，自然噪声随季节、昼夜时间以及频率的变化都将发生变化；通常，银河系的辐射较强，其主要影响在米波段以下，长期观测表明，这种影响是稳定的；太阳的影响最大又极不稳定，它与太阳黑子的变化等有关。*1.1.6多个噪声源作用于电路时的计算若电路中存在的多个噪声源是互不相关的，即各噪声源中任一噪声源在某特定时间上的噪声电压的瞬时值与另一噪声源在该时间上的数值大小无关，则总输出噪声功率等于各自输出功率之和。对于k个噪声源，有*1.2噪声的表示和计算信噪比：S/N=信号功率/噪声功率，表示噪声对有用信号的影响。在一些部件和系统中，噪声对其性能的影响主要表现在信号与噪声的相对大小，即信噪比上。例如，以收音机和电视来说，若输出端的信噪比越大，声音、图像就越清楚。因此，我们希望当有用信号和输入端的噪声通过系统时，此系统不引入附加的噪声，即输出端与输入端具有相同的信噪比。实际上，由于电路或系统内部总有附加噪声，信噪比不可能不变，因此我们希望输出端信噪比的下降要尽可能小，从而引出了——噪声系数。*1.1.1噪声系数一、定义对于一个线性四端网络，噪声系数为：分贝表示：Pni——网络输入端的噪声功率，由信号源内阻产生，并且规定内阻的温度为T0=290K，称作噪声温度。Pno——网络输出端的总噪声功率，包括Pni和网络的内部噪声功率。*进一步推导为：表示电路对信号的功率增益；表示输入噪声经过电路后，在电路输出端产生的噪声功率。*若电路内部噪声在输出端产生的噪声功率为Pnao，则可见，噪声系数F可以看作是输出端的噪声总功率Pno与输入噪声在输出端引起的噪声功率Pnio之比，其值总是大于1的。对于理想的无噪声系统，Pnao=0，F=1，即F=0dB，也就是在输入噪声基础上不再增加噪声。由此可见，噪声系数F可以作为电路本身引起信噪比恶化程度的直接度量。*例如：一个晶体管放大器，假如测量到其输入端的信噪比：S/N=10，输出端为5，则F＝10/5＝2，NF＝3dB。对于低噪声器件，一般NF<1dB，只是价格要贵一些。右图为晶体管2N4957的NF频率特性曲线。*还可以用噪声系数等值线图来表示器件的噪声特性。*级联放大器噪声系数的计算：*对于一个级联的多级放大器，若由功率增益分别为Ap1，Ap2，……Apn的单级放大器组成，相应的噪声系数为F1，F2，……Fn，可以证明，此多级放大器的总噪声系数为：可见，影响级联放大器噪声性能的主要因素是第一级的噪声系数F1和其功率增益Ap1。要降低总的噪声系数，就必须减小第一级的噪声系数，并使第一级的功率增益增大。*2、噪声系数计算方法（1）按定义计算右图所示电路中，在负载RL上的信噪比为无论负载怎样变化，其上的信噪比都不变，其值为负载开路时的信号电压有效值的平方与噪声电压均方值之比。噪声系数的值与输出端所接负载的大小无关。～Rs�EMBEDEquation.DSMT4���RL～vs_1246455830.unknown*（2）额定功率法Psim和Psom分别为输入和输出信号的额定功率；Pnim和Pnom分别为输入和输出噪声的额定功率；Pnaom为电路内部的最大输出噪声功率；Apm表示电路对信号的额定功率增益。噪声系数的值，与输出端所接负载的大小无关，所以可用额定功率表示实际功率（额定功率是指网络的输入端和输出端都达到阻抗匹配，输入和输出功率达到最大）。*（3）开路电压法和短路电流法 噪声系数与输出端所接负载的大小（包括开路和短路）无关。因此，噪声系数也可表示成输出端开路时的两均方电压之比或输出端短路时的两均方电流之比，即分别是网络输出端开路和短路时总的输出噪声均方电压和电流；分别是网络输出端开路和短路时理想网络的输出噪声均方电压和电流。*（4）无源有耗网络的噪声系数对于无源有耗四端口网络：对于输入、输出端均匹配L----插入损耗*由以上讨论可看出，噪声系数与以下因素有关： 噪声系数与网络内部噪声大小有关。 噪声系数与输入噪声Pni的大小或者说与信号源噪声温度T有关，因此测量网络的噪声系数时，规定信号源内阻为标准噪声温度，即T0＝290K。 网络噪声系数还与信号源内阻RS0有关，因此存在使网络噪声系数最小的最佳源阻抗。*1.2.2等效噪声温度在某些低噪声的系统中，如卫星地面接收机，常用噪声温度Te来表示系统的噪声性能，而不用NF。Te的定义是：将有噪线性网络的内部噪声折算到电路输入端，此内部噪声可以用提高信号源内阻上的温度来等效，即将其视为信号源内阻RS0处于温度Te时产生的噪声，而将原网络看作理想无噪声网络，这个Te就称为等效噪声温度。或*对于多级级联网络，其等效噪声温度为当系统与前端匹配时，输入噪声的额定功率为kT△f，与电阻大小无关，所以可将等效噪声温度视为信号源内阻RS0而不是其它的电阻产生的，这样可以与信号源内阻RS0的噪声温度叠加。*引入等效噪声温度来描述网络噪声的好处在于，可以将网络噪声与等效噪声温度为Ta的天线噪声（即信号源噪声）相加，作为总的输入噪声，而把网络看作是无噪的。当信号源与网络输入端匹配时总的输入噪声功率为：*例1.2.1计算图1.2.6虚线框内电路的噪声系数。（1）开路电压法将RL开路，在输出端总的噪声电压均方值为式中（RS0+R）为从负载向左看得到的总的戴维南等效电阻。*网络内部的噪声在输出端为输入端RS0的噪声传至输出端变为*（2）短路电流法将RL短路，有：因此：*（3）额定功率法由于输入和输出信号的额定功率分别为在输出端，等效戴维南电路参数为*对于输入、输出端均匹配的无源有耗网络，其中因此*1.1.3放大器的通用噪声等效电路一个简化的放大器通用噪声等效电路，此电路假定所有噪声具有相同的频谱，而且无相关性。利用噪声等效电路，在输入短路和开路情况下，分别测量输出端的噪声均方根值，通过折算便可求出和的值，进而便可计算噪声系数。因A是无噪声放大器，所以其输入和输出端的噪声系数是相同的，只要计算出信号源到Zi两端的噪声系数即可。*1.2.4噪声系数与灵敏度对于接收机来说，接收微弱信号的能力通常用灵敏度来衡量。灵敏度就是在给定接收机要求的输出端信噪比的条件下，接收机所能检测的最低输入信号电平（设接收机有足够的增益）。灵敏度可用下式表示：(SNR)omin为接收机所要求的输出信噪比*或者：式中，Ta为接收机天线的等效噪声温度；F为接收机的噪声系数；T0为标准噪声温度（290K)；BW为接收机的带宽； 特别是当Ta＝To＝290K时，灵敏度为式中，－174（dBm）是在标准温度（290K）下1Hz带宽内的热噪声功率。*1.3降低噪声系数的措施P26 选用低噪声元器件 正确选择晶体管的直流工作点 选择合适的信号源内阻 选择合适的工作频带 选用合适的放大电路 热噪声*1.4干扰干扰自然干扰：天电干扰、宇宙干扰等；人为干扰：工业干扰、无线电台干扰等；1.4.1工业干扰P271.4.2天电干扰P28*1.5低噪声放大器P28 低噪声放大器位于接收机的最前端，这就要求它的噪声越小越好。 低噪声放大器是一个线性范围大、增益最好可调节的小信号线性放大器，因其接收的信号不仅很微弱，而且由于受传输路径的影响，信号强弱是变化的。 低噪声放大器一般通过传输线直接与天线或天线滤波器相连，放大器的输入端必须和它们很好地匹配，以达到功率最大传输或最小的噪声系数，并能保证滤波器的性能。 低噪声放大器应具有一定的选频功能，抑制带外和镜象频率干扰，因此它一般是频带放大器。*本章小结 1、噪声和干扰的基本概念 2、电阻热噪声的产生与特点 3、电路的噪声计算、等效噪声带宽 4、电路的噪声系数计算 5、理解噪声温度的概念 6、降低噪声系数的措施*作业：1.1.1，1.2.1，1.2.3选做题1.1.3，1.2.2，1.2.4单位换算 dB的计算公式：10lg（甲功率/乙功率） dBc与dB的计算方法完全一样，但是dBc是相对于载波（Carrier）功率而言，原则上也可以使用dB替代。 dBW和dBm都是考征功率绝对值的值，即相对于某一基准功率的分贝比。 dBW的计算公式为：10lgP（功率值/1w）； dBm的计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。 dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。 dBi的参考基准为全方向性天线； dBd的参考基准为偶极子； dBi=dBd+2.15*1）dBdB是一个表征相对值的值，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10lg（甲功率/乙功率）[例1]甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3dB。[例2]7/8英寸GSM900馈线的100米传输损耗约为3.9dB。[例3]如果甲的功率为46dBm，乙的功率为40dBm，则可以说，甲比乙大6dB。[例4]如果甲天线为12dBd，乙天线为14dBd，可以说甲比乙小2dB。 2）dBc有时也会看到dBc，它也是一个表示功率相对值的单位，与dB的计算方法完全一样。一般来说，dBc是相对于载波（Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。在采用dBc的地方，原则上也可以使用dB替代。 3）dBW和dBmdBW和dBm都是考征功率绝对值的值，即相对于某一基准功率的分贝比。显然，对同一个功率，选用不同基准功率P0所得电平数值不同，后面要加上不同的单位。dBW的计算公式为：10lgP（功率值/1w）；dBm的计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。[例5]功率为1W时，电平为0dBW；[例6]功率为100W时，电平为20dBW；[例7]如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。[例8]对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：10lg（40W/1mw）=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。 4）dBi和dBddBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.15。[例9]对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。[例10]0dBd=2.15dBi。[例11]GSM900天线增益可以为13dBd（15dBi），GSM1800天线增益可以为15dBd（17dBi）。 *1）dBdB是一个表征相对值的值，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10lg（甲功率/乙功率）[例1]甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3dB。[例2]7/8英寸GSM900馈线的100米传输损耗约为3.9dB。[例3]如果甲的功率为46dBm，乙的功率为40dBm，则可以说，甲比乙大6dB。[例4]如果甲天线为12dBd，乙天线为14dBd，可以说甲比乙小2dB。 2）dBc有时也会看到dBc，它也是一个表示功率相对值的单位，与dB的计算方法完全一样。一般来说，dBc是相对于载波（Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。在采用dBc的地方，原则上也可以使用dB替代。 3）dBW和dBmdBW和dBm都是考征功率绝对值的值，即相对于某一基准功率的分贝比。显然，对同一个功率，选用不同基准功率P0所得电平数值不同，后面要加上不同的单位。dBW的计算公式为：10lgP（功率值/1w）；dBm的计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。[例5]功率为1W时，电平为0dBW；[例6]功率为100W时，电平为20dBW；[例7]如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。[例8]对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：10lg（40W/1mw）=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。 4）dBi和dBddBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.15。[例9]对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。[例10]0dBd=2.15dBi。[例11]GSM900天线增益可以为13dBd（15dBi），GSM1800天线增益可以为15dBd（17dBi）。