基于二极管钳位三电平逆变器异步电机直接转矩控制系统研究仿真

基于二极管钳位三电平逆变器异步电机直接转矩控制系统研究仿真 本 科 毕 业 论 文 基于二极管钳位三电平逆变器异步电机直接转矩 控制系统研究与仿真 The Study and Simulation of Asynchronous Motor Direct Torque Control System Based on Diode-Clamped Three-Level Inverter 院(部)名称: 电子信息与电气工程学院 专业班级: 自动化2010级 学生姓名: 张龙琦 学 号: 201002010098 指导教师姓名: 雷慧杰 指导教师职称: 讲师 2014年 5月 毕业设计(论文)原创性声明和使用授权说明 原创性声明 本人郑重承诺:所呈交的毕业设计,论文,～是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知～除文中特别加以标注和致谢的地方外～不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果～也不包含我为获得安阳工学院及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体～均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。 作 者 签 名: 日 期: 指导教师签名: 日 期: 使用授权说明 本人完全了解安阳工学院关于收集、保存、使用毕业设计,论文,的～即:按照学校要求提交毕业设计,论文,的印刷本和电子版本,学校有权保存毕业设计,论文,的印刷本和电子版～并提供目录检索与阅览服务,学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文,在不以赢利为目的前提下～学校可以公布论文的部分或全部内容。 作者签名: 日 期: 目 录 摘要 ................................................................................................................................................ I Abstract ........................................................................................................................................ II 引 言 ........................................................................................................................................1 第一章 绪 论 ...........................................................................................................................2 1.1直接转矩控制技术........................................................................................................2 1.1.1直接转矩基本原理概述 ...........................................................................................2 1.1.2直接转矩控制技术的主要特点 .............................................................................2 1.1.3直接转矩控制存在的问题 ......................................................................................3 1.2多电平逆变器的发展现状 ..........................................................................................4 1.2.1多电平逆变技术简介 ................................................................................................4 1.2.2飞跃电容型多电平逆变器 ......................................................................................4 1.2.3二极管钳位型多电平逆变器 ..................................................................................4 1.3国内外交流调速发展现状及存在的问题 ...............................................................6 1.4本章的主要内容 ............................................................................................................7 第二章 基于三电平逆变器的异步电动机调速系统数学模型 ...................8 2.1二电平逆变器模型........................................................................................................8 2.2二极管中点钳位型三电平逆变器的主电路结构 .................................................9 2.2.1主电路拓扑结构 .........................................................................................................9 2.2.2空间电压矢量的划分 .............................................................................................. 11 2.2.3判断空间矢量所在的扇区 .................................................................................... 11 2.3坐标变换和变换矩阵 ................................................................................................. 11 2.3.1三相/二相静止变换(α、β、0变换) .............................................................12 2.3.2二相/二相旋转变换(d、q、0变换) ..............................................................12 2.4 NPC型三电平逆变器与异步电机系统统一数学模型 .....................................12 2.5小结 .................................................................................................................................15 第三章 基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制系统 .................16 ...............................................................................................................16 3.1系统基本原理 3.2定子磁链的控制 ..........................................................................................................16 3.3磁链观测器模型 ..........................................................................................................18 3.4电磁转矩的控制 ..........................................................................................................19 3.5三电平直接转矩控制存在的问题 ..........................................................................20 3.6小结 .................................................................................................................................20 第四章 三电平直接转矩控制系统仿真研究 .......................................................22 4.1三电平直接转矩控制系统的仿真模型 .................................................................22 4.1.1异步电机本体模块 ..................................................................................................22 4.1.2转速、转矩控制模块 ..............................................................................................23 4.1.3三电平逆变器模块 ..................................................................................................23 4.1.4定子磁链观测模块 ..................................................................................................25 4.1.5三电平直接转矩控制矢量选择 ...........................................................................25 4.2仿真结果 ...............................................................................................................26 4.3小结 .................................................................................................................................28 结 论 ...........................................................................................................................................29 致 谢 ...........................................................................................................................................30 参考文献 ...................................................................................................................................31 基于二极管钳位三电平逆变器异步电机直接转矩控制系统研究与仿 真 摘要:直接转矩控制技术(DTC)是继矢量控制技术之后发展起来的另一种新型商性能交流调速传动的控制技术。它以新颖的控制思想，简洁明了的系统结构，优良的静、动态性能得到了迅速的发展，但同时存在着转矩脉动大、电流谐波成分高和定子磁链轨迹畸变等不足。本文从异步电机的数学模型出发，介绍了直接转矩控制的基本原理和结构，以及电压空间矢量对定子磁链和电机转矩的影响;详细分析了空间矢量脉宽调制(SVPWM)的原理与两种SVPWM模式;给出了连续空间矢量脉宽调制的解析计算式以及合成时序。为了改善直接转矩控制系统的控制性能，增加工作电压矢量和改善磁链轨迹，将中点钳位式三电平逆变器和SVPWM技术引入异步电机直接转矩控制系统中。用MATLAB工具对其工作性能进行了仿真。仿真结果表明该算法能有效地减小转矩脉动、削弱低速运行时的磁链畸变。 关键词:异步电机;三电平逆变器;直接转矩控制;定子磁链;空间矢量脉宽调制。 I The Study and Simulation of Asynchronous Motor Direct Torque Control System Based on Diode-Clamped Three-Level Inverter Abstract: Direct Torque Control(DTC) is a new developing AC motor speed control strategy with simple structure and easy implementation but high performance(After DTC technology was invented，it has been given wide concern and has got rapid development because of its original control nation，concise system and immobility(However，the applications of this method ale limited due to some disadvantages，such as，the large tipple of electromagnetic torque，the great harmonic components，and the distortion of the stator flux track( The basic theory of DTC is introduced briefly based on mathematic model and the theory of space vector pulse width modulation(SVPWM) and two kinds of SVPWM methods are discussed in detail(The analytical formation of voltage to space vector modulation is obtained( Three-Level neutral—point-champed inverter and space vector pulse width modulation technique ale applied to DTC system for improving control performance of DTC system(In this thesis，after analyzed the problems of neutral-point-voltage unbalance of three level neutral-point-champed inverter in detail，a method is introduced to resolve the problems(An improved space vector pulse width modulation algorithm is presented to resolve the problems， such as voltage unbalance of neutral point，the large tipple of electromagnetic torque，the great harmonic components，and the distortion of the stator flux track(Simulation results show its effectiveness and feasibility( Key words: asynchronous motor;three-level neutral-point-champed inverter ;direct torque control;stator flux;space vector pulse width modulation II 引 言 近些年来，随着我国国民经济的迅速发展，工业、电力、交通、新能源及其它一些相关领域对大容量电力电子变换设备的需求更加迫切，这些设备的功率目前已达到兆瓦级，而可控交流传动在兆瓦级范围内常常会和中压电网联系在一起。今天，很难将某个独立的电力半导体开关器件和中压电网(2.3、3.3、6或l0kV)直接联在一起，正是如此，更高电压等级的多电平逆变器引起国内外同行的广泛关注。目前，交流传动已经成为电气传动领域的主流，低压中小容量的变频调速技术在国内已得到广泛的应用，而对于中高压大功率领域的应用研究尚处于起步阶段，主要依靠进口一些国外著名电气公司的变频传动装置，这些产品在国内的价格十分昂贵，而且核心技术仍为国外公司所掌握，所以我们很有必要研究属于自主知识产权的中高压大功率变频装置。多电平逆变器的电路拓扑结构避免了功率开关器件直接串联引起的动态均压问题，同时降低了电压变化率，减少了共模干扰，相应提高了电机效率，成为中大功率交流传动领域研究的重点，许多国际著名电气公司都开发了以三电平逆变器为核心的交流传动系统，容量可达数十兆瓦，成功应用予钢铁轧机、矿井提升机、风机、水泵、压缩机以及电力机车、城市轨道交通等领域。我国正处于国民济高速发展的大好时机，电力电子与电力传动学科的发展也不例外，各高校和科研院所经 都在积极研发新一代的电气传动设备，开发利用新能源。显然，开发出具有自主知识产权的大功率多电平逆变器交流传动系统，不仅具有显著的经济效益而且具有深远的社会效益。 1 第一章 绪 论 1.1直接转矩控制技术 1.1.1直接转矩基本原理概述 二十世纪八十年代，德国鲁尔大学的Depenbrock教授和日本学者Takahashi首先分别提出了直接转矩控制DTC的概念，Depenbrock教授最初提出的是基于六边形磁链轨迹的直接转矩控制，Takahashi将直接转矩控制应用到了圆形磁链轨迹领域。1987年，Depenbrock教授又把它推广到了弱磁调速范围。90年代初，德国鲁尔大学EAEE研究室在Depenbrock教授和Steimel教授的领导下，提出了作为DSR系统改进的间接自控制ISR系统。直接转矩控制理论的提出，在很大程度上解决了矢量控制中存在的计算复杂、易受电机参数影响、实际性能难以达到理论分析结果的一系列重大问题。直接转矩控制一经提出，就以其新颖的控制思想、简洁明了的系统结构、良好的动、静态性能受到了普遍的关注，并且得到了迅速的发展。直接转矩控制的基本原理是，通过磁链和转矩模型确定电机的定子磁链和电磁转矩，通过转矩和磁链的滞环调节，控制磁链幅值和转矩跟踪参考值，并通过开关矢量选择单元输出合适的开关矢量，控制逆变电路开关器件的通断，给异步电动机供电。异步电动机直接转矩控制系统框图可以简单地表示成图1.1所示的形式。 1.1.2直接转矩控制技术的主要特点 直接转矩控制变频调速技术作为继矢量控制技术后，交流调速领域又一项新兴的控制技术，与矢量控制技术相比，直接转矩控制主要有以下几个主要特点: (1)直接转矩控制直接在定子坐标下分析交流电动机的数学模型，控制电机的转矩和磁链。它不需要将交流电动机与直流电动机作比较、等效、转化。既不需要模仿直流电动机的控制，也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型。它省掉了矢量旋转变化等复杂的变换计算。因此，它所需要的信号处理工作特别简单。所用的控制信号使观察者对于交流电动机的物理过程做出直接和明确的判断。 (2)直接转矩控制磁通估算所采用的是定子磁链，只要知道定子电阻就可以进行有效观测。而矢量控制采用的是转子磁场定向，观测转子磁链需要知道电机转子电阻和电感。因此直接转矩控制大大减少了矢量控制技术中控制性能对于电机模型参数的依赖性。 (3)直接转矩控制采用空间矢量的概念来分析三相异步电机的数学模型和控制其各物理量，与矢量控制技术不同，它不是通过控制电流、磁链来间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量，直接控制转矩。因此它并非极力获得理想的正弦波波形，也专门强调磁 2 链的圆形轨迹。相反，从控制转矩的角度出发，它强调的是转矩的直接控制效果，因而采用离散的电压状态和六边形磁链轨迹或近似圆形磁链轨迹的概念。 2E +感感υ感感感感感感感-感感感感感感感感感感感U-I感感感感感感感感感感感感θ感 τ 2/3感感感感I感感 感感感感+T*2/3感感感感感-感UT M -n*感感+T感感n G 图1.1 直接转矩控制系统原理框图 (4)直接转矩控制强调的是转矩的直接控制效果，它包含有两层意思:直接控制转矩和转矩的直接控制。其经典控制方式，是通过两点式调节器把转矩的测量值与转矩的给定值进行比较，将转矩波动限制在一定的容差范围内。因此它的控制效果，与异步电机模型参数无关，而是由转矩的实际情况所决定，使得控制既直接又简洁。 1.1.3直接转矩控制存在的问题 尽管直接转矩控制具有结构简单、转矩响应快以及对参数鲁棒性好等特点。然而，传统的直接转矩控制仍存在一些问题: (1)低速性能差 低速性能差是一个综合问题，它包括低速转矩脉动问题，磁链观测问题，定子电阻补偿问题等诸类问题。例如，传统的直接转矩控制技术中，定子磁链的观测采用的是U-I模型，在低速区，由于存在定子电阻压降，会造成定子磁链观测不准确，使低速性能变差。 (2)电流、转矩脉动大 电流和转矩是直接相关的，传统的直接转矩控制技术采用两点式调节，功率器件的开通与关断是由转矩调节器和磁链调节器根据输出与给定的比较来确定，开关频率随转速和滞环宽度的变化而变化，因此存在着转矩脉动较大的问题。 3 (3)开关频率不固定 在传统的直接转矩控制技术中。逆变器的开关频率会随转速的变化以及滞环的大小而变化。 1.2多电平逆变器的发展现状 1.2.1多电平逆变技术简介 多电平电路的出现为高压大容量电压型逆变器的研制开辟了一条新思路，从80年代开始逐渐成为包括大功率电机传动和大功率无功补偿等领域在内的重要研究对象。到目前，多电平逆变器已经有了很大的发展，在理论和拓扑上出现了多个分支。多电平逆变器的基木拓扑结构可以分为三类:二极管钳位型多电平逆变器(Diode-Clamped Multilevel Inverter);飞跃电容型多电平逆变器(Flying-Capacitor Multilevel Inverter);和级联多电平逆变器(Cascaded Multilevel Inverter)。 1.2.2飞跃电容型多电平逆变器 飞跨电容式多电平逆变器是1992年由T.A.Meynard和H(Foch提出来的，其拓扑如图1.2所示(其中只画出了一相，其余两相与之相同)。和二极管箱位式多电平逆变器相比，用电容取代了箱位二极管即通过电容来进行钳位。对于N电平的逆变器来讲，每个电容所分担的电压为V/(N-1)，每相所需的电容数目为N(N-1)/2，每相开关数目为(2N-2)个。 dc 与二极管箱位式逆变器相比，它的开关选择更为灵活。在得到电平3V/4时有多达6种dc选择，这样在合成同一空间电压矢量时有较多的选择，以使直流侧电容电压保持均衡，从而对该种拓扑的逆变器控制策略进行优化。但同时，在省去大量二极管的同时又引入了大量电容，使得系统的体积和成本增加。其次，因为在输出同一电平时有不同的开关组合，使得系统的控制变得复杂。 VT1 C2 VT2C1VdcaVT3 C2VT4 图1.2 飞跃电容型多电平逆变器 1.2.3二极管钳位型多电平逆变器 多电平逆变器作为一种新型的逆变器类型，其产生的背景是为了克服传统逆变器较高 4 的dv/dt、di/dt所引起的开关应力等缺点，出发点是通过对主电路拓扑结构的改进，使所有功率器件工作在基频以下，达到减小开关应力，改善输出波形的目的，但因多电平电路所需的功率器件较多，所以从提高性能比的角度来讲，它更适合于大功率场合。1980年，日本学者Nabae提出了带二极管钳位的三电平逆变器如图1.3所示。这种又称为中点钳位式(Neutral Point Clamped)的逆变器在以往两电平逆变器的基础上，通过钳位二极管钳位到中点，从而在正、负两种电平的基础上，加入了一个0电平，变成三电平，使得输出电压波形的正弦度提高，波形质量有一定改善，并且功率开关所承受的电压较二电平时减小了一半。这一发明，为高压变频用逆变器的研制提供了一条新的思路。后来，又推出了飞跨电容式以及独立电源式的三电平拓扑，丰富了多电平系列，也大大推动了高压变频领域研究的发展。 在对二极管钳位型三电平逆变器的电路和输出波形分析之后，可以概括出三电平逆变相对两电平拓扑有以下优点: (1)NPC三电平逆变器能很好的解决电力电子开关器件耐压不够高的问题。由于每相输出电压在P-O或者O-N之间，器件承受的关断电压就是直流回路电压的一半，而在两电平拓扑中，开关器件承受的电压为P-N之间的电压。 (2)由于三电平逆变器输出为三电平阶梯波，形状更接近正弦。在同样的开关频率下，谐波比两电平低得多，这正适合高压大容量逆变器由于开关损耗及器件性能问题开关频率不能过高的要求。 VTVTVT311121C1 VTVTVT223212 Vdc ABC C2VTVTVT231333 VTVTVT142434 图1.3 二极管钳位型三电平逆变器 (3)三电平逆变器输出的负载相电压为9个电平，相对于两电平拓扑输出5个电平，各级电平间的幅值变化降低，低的dv/dt对外围电路的干扰小，对电机的冲击小。 (4)在同样的直流电压V下，比较两电平和三电平逆变器，由于两电平逆变器开关dc 承受的耐压为V，每个开关管必须由两个开关元件串联(假设采用相同额定值的器件)，dc 因此三电平拓扑使用的主开关器件数目并不比两电平逆变器多。但是这种三电平结构也有 5 它固有的不足:器件所需额定电流不同。不同管子的开关时间不同，显然每相桥臂越靠中间的管子开通时间越长，这样同一相桥臂上管子的额定电流也会有不同，电容均压问题。这是制约NPC三电平逆变器应用的最大障碍。三电平拓扑已经应用于工业实际中。 1.3国内外交流调速发展现状及存在的问题 早期的高压大容量交流调速系统主要采用的是晶闸管，其开关频率低且不能自关断，使得逆交器的性能受到了很大的限制。上世纪八十年代以来，以GTD、GTR为代表的自关断器件得到了长足的发展，尤其是以IGBT为代表的双极型复合器件的发展，使得电力电子器件沿着大容量、高频、易驱动、低损耗和智能模块化的方向推进。伴随着器件的发展，高压大容量逆变器性能也日益提高。以IGBT为例，耐压3300V、电流200A以上的模块已经开始量产，EUPEC、DYNEX和三菱都有相应产品，耐压4500V和6500V的也开始商品化(EUPEC);而传统的高压大电流器件GTO及其后续产品IGCT的耐压及通流水平也达到了一个更高的水平。 在高压大容量通用变频器方面，国外产品一直占有垄断地位，ABB、西门予、东芝、三菱、罗宾康等公司都有基于多电平技术的通用型产品，其主要拓扑结构包括二极管钳位三(多)平和单元级联等方式。在国内对多电平技术方面的研究和应用长期以来一直缺乏足够的重视，只停留于实验研究阶段。直到上世纪九十年代末期，国内在H桥串联高压逆变器系统的应用方面才出现了突破，现已有多家公司研制出产品并投放市场，主要代表有利德华福、凯奇、先行等公司。其产品性能和国外产品接近，而价格方面极具优势，逐渐具备了和国外产品竞争的能力，大大拉近了国内外在高压逆变器系统研究和应用的距离。在高性能大容量变频调速技术的研究和应用方面，国外对于高性能逆变器，已有产品投入市场，应用于电力机车，轧钢设备，供水系统等场合(例如上面提到的ABB公司的ACS600和ACSl000系列逆变器，采用了直接转矩控制技术，具有非常高的速度精度和动态性能，如使用速度传感器(1024脉冲/转)，调速精度可达0.0l%(稳态)，若采用无速度传感器，则可达0.1%~0.5%;西门子则在三电平矢量控制方面有着传统的优势;而罗宾康则在H桥串联结构的矢量控制方面占据着领先的地位。在此方面国内的研发仍然存在明显的不足，尚未实现产品化。 长期以来，国内高压大容量交流调速技术主要集中在谐波优化和开环VVVF控制，其调速范围窄，低速性能差，通常只用于风机泵类等负载调速精度要求不高的场合，主要目的是节能和软起软停。限制高压大功率系统高性能化的主要因素有: (1)受器件工艺水平的限制，高压大容量器件通常开关频率不高，一般小于1kHz。 6 在较低开关频率下，由于离散化误差的影响，控制不及时等因素，控制精度必然下降，出现转矩脉动大，速度精度差等现象。 (2)高性能调速技术是在两电平(小容量)逆变器上发展起来的，而高压大容量逆变器通常采用的是多电平技术，主电路拓扑结构的不同往往造成控制技术移植的困难，而且技术的移植也需要有一个逐渐成熟过程。 (3)高压大容量带来很多新问题，如du/dt较高，电磁干扰、电磁兼容和长线传输等问题的研究都处于起步阶段，尚无成熟的解决办法。而这些问题对系统的稳定性、可靠性有极大的影响。 另一方面，将多电平逆变器与直接转矩控制技术相结合的困难，除了前面所说的三点，也和直接转矩控制本身的技术特点有关。对于矢量控制来说，其基础是空间矢量调制和载波调制技术。这两种技术在每一种多电平拓扑上都有相当深入的研究，从控制角度来说，实现矢量控制难度不大。直接转矩控制则不同，其基础是优化矢量表。电平数越多，矢量数将急剧增加，优化矢量表的复杂程度也急剧增加。同时还要考虑到多电平逆变电路拓扑结构的问题，如三电平的中点电位问题，H桥串联各桥的功率平衡问题等等。由于在优化矢量的形成方面缺乏统一的技术基础，在各种主电路拓扑结构间的技术可移植性差，削弱了研究工作的延续性，直接阻碍了直接转矩控制在多电平电路上的应用。 1.4本章的主要内容 本章把异步电动机直接转矩控制在二极管中点钳位型三电平逆变器拓扑电路上的一些关键问题作为主要研究课题。论文的主要工作如下: (1)查阅了国内外异步电机直接转矩控制以及三电平逆变器方面的大量资料，对直接转矩控制技术和空间电压矢量PWM调制技术进行了深入的学习和研究。 (2)详细的分析了三电平逆变电路的数学模型，然后分析了异步电机的数学模型，最后建立了α、β坐标系下三电平逆变器异步电机系统的完整的数学模型，为进一步研究异步电机控制打下了基础。 (3)通过对二极管中点钳位型三电平逆变电路原理的深入分析，建立了三电平逆变电路带异步电动机负载的数学模型。并在此基础上建立了三电平直接转矩控制系统的仿真模型，提出了一种电压空间矢量的选择方案。 7 第二章 基于三电平逆变器的异步电动机调速系统数学模型 2.1二电平逆变器模型 传统的异步电机直接转矩控制中的两电平逆变器如图2.1所示，它由三组(三相)六个开关所组成。S、S、S分别有0、l两种状态，其中“l”表示与“+”极接通，反之“0”表示与“-”abc 极接通。所以可以得到8种导通状态。逆变器的开关状态如表2.1所示。 +111E/2a-SScSabb c+ E/2-000 图2.1 二电平逆变器原理图 βV5(010)V2(110) V0(000)V1(100)V4(011) αV7(111) V5(001) V6(101) 图2.2 二电平逆变器空间矢量 表2.1 逆变器开关状态 V0 V1 V2 V3 V4 V5 V6 V7 状态 Sa 0 1 1 0 0 0 1 1 Sb 0 0 1 1 1 0 0 1 Sc 0 0 0 0 1 1 1 1 电平逆变器的主要功能是把一个固定的直流电压转化成幅值和频率都可调的交流电压。理想情况下，当使用传统的两电平逆变器供电时，其输出电压只与逆变器自身的开关状态有关，和电机的运行状态不存在任何的耦合关系，因此，可以将逆变器看作独立的电压源。但是，传统的两电平逆变器也存在着自身的缺陷。在大功率应用场合，直流母线电 8 压一般较高，则两电平逆变器的单个开关管上电压应力很大，容易产生较大的dv/dt和di/dt，引起严重的电磁干扰，很可能造成电机绝缘击穿。由上图可以看出，两电平的有效电压矢量(非零矢量)只有6种，由于空间矢量数目比较少，将两电平逆变器应用于直接转矩控制中，若想使磁链输出轨迹近似圆形，则不可避免的要缩短采样周期，提高器件的开关频率，而开关器件的上限频率一般不会太高，此外，还会带来转矩脉动大等问题，这些问题还将在下面的章节中作具体分析。 与传统的两电平逆变器相比，三电平逆变器由于开关器件数目比两电平逆交器多一倍，每个开关管需承担的电压只有相同直流母线电压的两电平逆变器的一半，即功率器件串联均压。因此具有功率开关电压应力低、输出电压波形谐波含量低、dv/dt和di/dt引起的电磁干扰小等优点，因而这种结构的变换器在高性能的中高压的变频调速、有源电力滤波装置和电力无功补偿等中有广泛的应用前景。 同时，电压空间矢量调制控制法(SVPWM)的原则是逆变器瞬时输出三相脉冲电压构成的电压空间矢量与届时所期望输出三相对称正弦波电压构成的电压空间矢量相等效，而它的幅角按与脉冲频率有关的一定时间间隔均匀跳变，即平均角速度与所期望的圆形旋转矢量角速度相等，这种方法相对于传统的SPWM方法，控制策略简便。电压利用率高，一种目前比较流行的三电平逆交器的控制方法。 2.2二极管钳位型三电平逆变器的主电路结构 2.2.1主电路拓扑结构 本文所采用的三电平逆变器是二极管钳位型三电平逆变器，其主回路结构如图2.3示有27种开关组合，决定了27种不同的三相电压输出，在空间矢量平面上对应一个离散的点集。 从拓扑结构分析，每一时刻每相有两个开关器件关断，每个IGBT所承受的最大反相压降只有直流侧母线电压的一半，因此，使用同样的开关器件，可以得到比两电平更高的系统容量。另一方面，从控制角度看，三电平逆变电路可以避免上、下桥臂器件同时开通或者关断的情况，即器件不是直接串并联使用。因此，在相同的直流电压输入下，该拓扑结构比使用器件串联的两电平结构更加可靠。根据三电平逆交器的定义，这种逆变器结构的输出为三个电平或者说是三种开关状态，即(+E/2，0，-E/2)，用相应的符号n、o、p表示，其开关函数的定义如表2.2。 9 p cVTVTVT112131 1E/2 VTVTVT122232moabc c2VTVTVT132333E/2 nVTVTVT142434 C感A感B感 图2.3 三电平逆变器(NPC)基本拓扑结构 表 2.2 三电平逆变器的开关状态和输出电压(X=a,b,c) SS S S 电平状态 输出电压 x1 x2x3x4 P ON ON OFF OFF E/2 O OFF ON ON OFF 0 N OFF OFF ON ON -E/2 设直流母线N、O、P三点对直流侧中点O的电压分别为U、U(即中点电压的偏poOo 移量)，U，显然，他们与直流侧母线电压U的关系如 nod 1UUU,,,ponod (2-1) 2 UUUUU,,,,0OopoPOnon 则逆变器输出电压与三相开关函数和直流侧各电压之间系如下 SSSSSSS(1)(1)(1)(1)，,，,2aaaaaaaUUUUUSU,，，,，,(1)AopoOonodaOo2122, SSSSSSS(1)(1)(1)(1)，,，,2bbbbbbb (2-2) UUUUUSU,，，,，,(1)BopoOonodbOo2122, SSSSSSS(1)(1)(1)(1)，,，,2cccccccUUUUUSU,，，,，,(1)AopoOonodcOo2122, 由于三电平逆变器的输出状态多，控制算法的复杂程度也随之提高，目前多采用空间 矢量脉宽调制(SVPWM)的控制方法。SVPWM算法实质就是通过控制逆变器不同的开关 模式，使逆变器瞬时输出的三相脉冲电压构成的电压空间矢量与届时所期望输出的三相对 称正弦波电压构成的电压空间矢量相等效。 10 2.2.2空间电压矢量的划分 描述三电平输出电压矢量特性的其扇区和区域划分分别如图2.4(a)、(b)所示: 3 2 1 5 3 1 4 6 4 5 6 2 (a) (b) 图 2.4 三电平输出电压矢量 将三电平的合成空间电压矢量定义为 2uuuu,，，,, sacb j2/3,,,e 上式中，，u 、u、u为输入参考电压，并且可进一步得到u的实部和虚abcs部以及其幅值相角。 2.2.3判断空间矢量所在的扇区 根据参考电压矢量的角度θ来判断扇区，θ的范围为[-π，π]，这里采用θ/60再取整的办法来判断参考矢量在哪个扇区，设扇区变量为N，则可以得到: 若floor(θ/60)=-3，则N=l; 若floor(θ/60)=-2，则N=2; 若floor(θ/60)=-1，则N=3; 若floor(θ/60)=0，则N=4; 若floor(θ/60)=1，则N=5; 若floor(θ/60)=2，则N=6; 在MATLAB/Simulink中，可以通过相应的判断选择模块的组合来实现这些操作。 2.3坐标变换和变换矩阵 交流电机是一个高阶、非线性、强耦合的对象，其数学模型相当复杂，在A、B、C三相静止坐标系统中异步电机基本方程式的求解是十分困难的，难以用传统的方法进行分析，通常需要采用各种线性变换，使异步电机的动态特性的分析和求解变得比较容易进行。常用的坐标变换有，M、T、0交换，α、β、0变换及复数分量变换等等。通过这些线性变换以后，在新的坐标系统中异步电机的基本程式被称为该坐标系统中异步电机的数学模型。 11 2.3.1三相/二相静止变换(α、β、0变换) 静止3/2变换又叫Clarke变换，它是以空间位置固定的两相静止坐标系中的绕组来等效三相A、B、C系统。二相系统中其α轴与定子A相轴线重合，β轴超前α轴90度。按照三相系统和二相系统总磁势相等且功率不变的原则可以得到静止3/2变换矩阵如下: 11，，1,,,,22,, 233,,,,0c (2-3) 32ss,,,322,,111,, ,,222，， 1，，10,,,2,, ,,2131c,, (2-4) ,,23ss,3222,, ,,131,,,,222，， 2.3.2二相/二相旋转变换(d、q、0变换) 如图2.2所示定义同步旋转的两相坐标系d、q、0，其中θ角是旋转坐标系d轴和静止坐1 标系α轴之间的电角度。并令静止的二相系统与旋转的二相系统绕组匝数相同，磁势相等。可以得到二相/二相旋转变换(也即Park变换)关系式如下: cossin,,，，11c (2-5) ,sr,22,,,sincos,,11，， cossin,,,，，11,1cc (2-6) ,rssr2222,,,,sincos,,11，， 经过如上的坐标变换，就可以将电机的数学模型从三相坐标系统转到二相坐标系统下，从而大大简化了电机的模型，使得对其的分析不再复杂。 2.4 NPC型三电平逆变器与异步电机系统统一数学模型 三相交流异步电动机是一个高阶、非线性、强耦合的多交量系统，为了便于分析，现做如下假定: (1)三相绕组对称，忽略空间谐波，磁势沿气隙圆周按正弦分布; (2)忽略磁饱和，各绕组的自感和互感都是线性的; (3)忽略铁损，不计涡流和磁滞损耗; 12 (4)不考虑频率和温度变化对绕组的影响。 则定子电压方程可表示为: (2-7) URip,，,ssss 上式中:U——电压空间矢量 s i——定子电流 s Ψ——定子绕组磁链 s R——定子各相绕组电阻 s P——微分算子，P=d/dt 电磁转矩方程为: 1,iTTpi, (2-8) e2,, 上式中:p——电机极对数 θ——角位移 运动方程为: Jd,TT,, (2-9) eLpdt 上式中:T——电磁转矩 e T——负载转矩 L J——转动惯量 ω——电动机的机械角速度 理想情况下，当使用普通两电平逆交器供电时，逆变器可以看作一个独立的电压源，其输出电压只和其开关状态有关，和电机的运行状态不存在耦合关系。因此。对这类系统的系统模型建立相对简单，可以对逆交器和电机分别建模。在三电平逆变器供电时，情况则大不相同。由于NPC型三电平逆变器不是一个独立的电压源，而是和电机负载密切相关的受控电压源。逆交器的不同开关状态以及负载电流的不同，都会造成中点电位的偏移，其又进一步影响输出电压。从而影响输出负载。从逆变器的理想数学模型来看，三电平逆变器要用一个一阶微分方程及若干个方程描述。下面将三电平逆变器和异步电机作为一个整体来研究，建立一个统一的数学模型。 以A相为例。S到S的1和0分别对应相应的开关管的开通与关断，为了得到数学a1a4 模型，将开关状态S分解为 a 13 SSS,,,1,0,0S,1123aaaa SSS,,,0,1,0S,0 其中， (2-10) 123aaaa SSS,,,0,0,1S,,1123aaaa同理将S、S按同样的方法进行分解，得到三相逆变桥的输出相电压表达式为 bc USS，，，，AOaa12U，，P,,,,USS,, (2-11) ,,BObb12,,,,UQ，，,,,,USSCOab33，，，， 定义ΔV为中点的电压波动，则可得 0 1UUV,，, (2-12) Pdo2 1UUV,,，, (2-13) Qdo2 中点电流i可表示为 NP (2-14) iSiSiSi ,,，,，,NPaabbcc333 那么，中点电压波动的变化率可表示为 1,,,，,，,VSiSiSi (2-15) ，，oaabbcc333C2 由于滤波电容的大小不变，可以看出中点电位的变化与开关状态以及输出三相电流有 关系。对开关状态进行分析可以发现，不同的开关状态对中点电流的影响也是不相同的。 假定电机的中点N到逆变器的中点O的电压为 UUU，，AOBOCO (2-16) U,NO3则电机A相表达式可用下式表示 uuu,,ANAONO (2-17) 1111211UU,,,,,,dd,,,,,,，,,,SSSSSSVSSS111222333abcabcoabc,,,,,,322322322,,,,,, 同理可得B相C相电压表达式为: UU1111211,,,,,,dduSSSSSSVSSS,,,,,,，,,,(2-18) 111222333BNbcabcaobca,,,,,,322322322,,,,,, UU1111211,,,,,,dd(2-19) uSSSSSSVSSS,,,,,,，,,,111222333CNcabcabocab,,,,,,322322322,,,,,, 14 将上式写为矩阵形式: U11，，，，d1,,,,,,322uSSS，，，，,,,,ANaaa123U11,,,,d,,,,uSSS,,,,,,1 (2-20) BNbbb122,,,,,,,,223,,,,uSSS,,,,CNccc123，，，，112,Vo,,,,,,1,,,,,223，，，， 将其变换到α、β坐标系下，可得 u11，，，，d1,,,,,,11，，322uSSS，，，，,,,,,,123ANaaa,,u1，，u211,22,,,,,,d,,,,,,,,,,,,CuSSS1,32123,,srBNbbb,,,,,,,,u0322333,,,，，,,,,uSSS,,,,,123CNccc，，，，,,11,2V ，，22o,,,,,,1,,,,,223，，，， 11，，SSSU，，，，123aaad,,1,,,,,,344,,,,SSSU,,123bbbd2,,,,,233,2,,,,SSSV,,0,123ccco，，，，,,，，44 2.5小结 本章首先建立了三电平逆变器的数学模型，然后分析了三相异步交流电机在三相系统中的数学模型，通过所介绍的变换矩阵得到了异步电机在二相静止和二相旋转坐标系下的数学模型。由于二极管钳位型三电平逆变器的中点波动与异步电机的输出电流存在关联，建立了鼠笼型异步电机与三电平逆变器在α、β、0系统中的统一的数学模型，并推导出完整的状态方程，为进一步研究基于三电平逆变器的异步电机直接转矩控制打下了基础。 15 第三章 基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制系统 3.1系统基本原理 基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制系统的原理框图如图3.1所示。 感感感感感感 感感感感 感感感感感感感感感感+感感感感感感-感感感感感感 +感感感 感PI感感-3/2感感感感 感感感感 +感感感感 感感感感IbIsα-感Ia3/2感感 IsβM 图 3.1基于三电平逆变器的异步电机直接转矩控制系统框图 基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制的基本原理是:根据采样得到的电压、电流信号，经过一定的变换，计算出定子磁链和电磁转矩，以及直流侧的中点电压;由速度传感器或者转速辨识环节获得电机转速;经PI调节器计算出转矩给定值:将转矩，磁链实际值和给定值进行滞环比较，中点电压信号与零值进行滞环比较，将其误差限制在给定范围内;通过优化的矢量选择单元输出控制信号，控制开关器件的导通和关断，实现变频调速。 3.2定子磁链的控制 磁链是电机控制中的关键，磁链性能的好坏，对电机的运行有很大影响。一般的电机控制系统中，在额定转速以下，磁链应该被控制在一个恒定值。如果磁链幅值太小，会造成铁芯材料的浪费，同时电机无法提供足够大的转矩。而磁链幅值太大，会导致铁芯的饱和和励磁电流的增大，增大系统的损耗，同时降低控制系统的可靠性。在传统的两电平直 16 接转矩控制系统中，采用两点式Bang-Bang调节直接控制电机的定子磁链，确定合适的开关状态，控制变频装置的输出。三电平电压矢量选择的基本原理，与传统的两电平电压矢量的选择有相似之处，即电压空间矢量的选择仍然要满足定子磁链和电磁转矩的要求。根据式(2-7)可得: (3-1) ,,,,,,()uiRdtudtsssss ，的运动方向将沿着电由式(3-1)可以看出，在忽略定子电阻的情况下。定子磁链Ψs 压空间矢量的方向，如图3.2所示。 从图3.2可以看出，对异步电机施加非零电压矢量时，磁通的运行方向和幅值都将发生变化;对异步电机施加零矢量时，磁通的方向和幅值基本不变。同时，当所施加的电压矢量与当前的磁通矢量之间的夹角的绝对值小于90度时，该矢量作用的结果是使得磁通幅值增加:当施加的电压矢量与当前的磁通矢量之间的夹角的绝对值大于90度时，该矢量作用的结果是使得磁通幅值减小。 ΨsUs Ψs 感a感感感感感90感 ΨsΨsUsUs ΨsΨs感b感感感感感90感感c感感感感感90感 图 3.2 定子磁链与电压的关系 在三电平直接转矩控制系统中，一般采用圆形磁链控制方案，就是估计出磁链的幅值，将其与参考值进行滞环比较，确定下一周期应增加还是减少磁链，再根据磁链所在扇区判断出当前应发的电压矢量。 控制磁链幅值在给定值附近，当磁链幅值超出了限制域，则发出相应的磁链开关量信号(1或0)，要求产生相应的电压矢量去增加或者减少磁链幅值。 在三电平直接转矩控制系统中，以大中矢量为角分线划分整个平面为12个扇区，以第一扇区为例加以简单的说明。从三电平逆变器电压矢量分布图可见，当要求增加磁链幅 17 值时，可以选择电压矢量l -1 0或者1 0 -1;当要求减少磁链幅值时，可以选择电压矢量-1 -1 1或者-1 1 -1。此外，还有很多矢量也是符合要求的，这就要综合考虑电磁转矩及中点电位的要求;同时，还要考虑开关频率最小的问题，即要求每一时刻开关动作的次数最少。 3.3磁链观测器模型 在直接转矩控制中，定子磁链的准确观测有着重要的作用，目前对定子磁链的估计主要有三种模型结构:U-I模型、I-n模型、U-n模型。 (1)U-I模型 由异步电机的空间矢量等效电路可得到定子磁链的一种简单的计算如式(3-1)所示。用该式确定异步电机的定子磁链，在计算过程中只需要知道电机的定子电阻即可，具体结构如图3.3。 这种方法计算简单并且所涉及的电机参数仅是易于确定的定子电阻。在30,以上额定转速时，能够较准确的确定定子磁链，但由于纯积分环节极易受到输入信号中直流偏量的影响而饱和，所以实际应用中常采用截止频率较低的低通滤波器T/(TS+1)来代替纯积cc分环节，实现积分功能并抑制直流偏移量的影响，其中T较小可取为定子时间常数。采用c 这种方式的改进型定子磁链模型结构如图3.4所示。 iα1τ1 -uα1α1Ψ? + iβ1 τ1 uΨβ1β1 - ? +图 3.3 定子磁链U-I模型 U-I模型结构简单，从理论上说非常精确，是一种三电平直接转矩控制系统中常用的磁链观测器模型。但当转速很低时，定子电阻上的压降占电压的绝大部分，这样测量误差就无法忽略，模型就无法使用了。 (2)I-n模型 另一种磁链观测器模型是利用电机转子电压方程，即I-n模型，具体表示如下。 11pLRLR,,,,,,,, (3-2) rmrssrrr,,,,,, 18 11 (3-3) pLRLR,,,,,,,,rmrssrrr,,,,,, I-n模型的结构框图如图3.4所示。此模型的缺点是使用了较多的电机参数，例如转子电阻，而这些参数往往随温度变化较大。在高速时，此模型的观测结果不如U-I模型准确。 σLs + Ψα1Lm1/(TS+1)L/Lirmrα1Ψα2+ Trω Ψβ1Lm1/(TS+1)Lm/Lrirβ1+Ψβ2 + Lsσ 图 3.4 定子磁链I-n模型 (3)U-n模型 由上面的分析可知，在高速时采用U-I模型为佳，在低速时采用I-n模型较好，这样在全速范围内就有一个模型切换的过程。由于瞬间切换相当于变结构，对整个系统的动态性能会造成较大的影响。为避免这种情况，可采用在全速范围内都适用的U-n磁链模型。该模型由定子电压和转速来获得定子磁链，并使用电流P-I调节器，精度大大提高。它结合了上述两种模型的优点，解决了高低速切换的问题。但是这种模型结构复杂，并且仍未摆脱I-n模型固有的对参数敏感的缺陷。 3.4电磁转矩的控制 对于异步电机来说，可以将从转矩到转速的过程看成一个积分环节，积分的时间常数由电机的机械惯性决定，并且当系统确定后就不能更改。因此，只有转矩可以影响转速，转矩控制性能的好坏直接影响到调速系统的动静态性能。 电磁转矩可由以下形式表示 P,,(),,T (3-4) ersL, 19 2式中， LLLLL,,()/,srmm 由式(3-4)可以看出，电磁转矩的大小是由转子磁链和定子磁链的叉积决定的。由于在系统运行中，定子磁链的幅值应保持不变;而转子磁链的幅值由负载决定，要改变电磁转矩的大小，可以通过改变定转子磁通间的夹角来实现。而转子磁通的旋转速度不会突变，因而可以通过改变定子磁通的旋转速度来达到改变转矩的目的。 一般情况下，当施加超前于定子磁链的电压矢量时，定子磁通的旋转速度大于转子磁通的速度，则定转子磁通间的夹角增大，相应的电磁转矩增加;当施加零矢量或者滞后于定子磁链的电压矢量时，相当于使定子磁通停滞不前或者反转，而转子磁通继续旋转，则定转子磁通间的夹角减小，相应的电磁转矩减小。同样采用滞环控制，以第一扇区为例加以说明。从三电平逆变器电压矢量分布图(图2.3)中可见，当要求增加转矩时，可以选择电压矢量-1 1 -1或者1 0 -1;当要求减小转矩时，可以选择电压矢量-1 -1 1或者1 -1 0。 事实上，三电平直接转矩控制的基本控制思想就是，通过电压空间矢量来控制定子磁链的旋转速度，通过改变定子磁链的平均旋转速度的大小，控制定转子磁通间夹角的大小，以达到控制电动机转矩的目的。 3.5三电平直接转矩控制存在的问题 在三电平逆变电路中，由于电压矢量数为27，远远大于两电平的矢量数8，因此矢量选择范围大，能更好地逼近正弦磁通，控制电机能获得更好的性能。同时，因每相桥臂由两个管子承受母线电压，系统容量变大，可靠性提高，损耗减少，适合应用于高压大容量的工作场合。 由于三电平逆变器与两电平逆变器相比，其有效电压矢量由7个增加到19个，开关状态由8个增加到27个，故其空间矢量模型较两电平更加复杂。因此，在对三电平异步电机直接转矩控制系统进行研究时，首先需要解决三电平逆变器自身的一些问题，同时也可以通过其数量丰富的电压空间矢量合理的优化开关表，发挥多电平拓扑结构的优势。 一方面，矢量选择有一定的困难，开关矢量的选择更加复杂;另一方面，三电平逆变电路中所固有的例如中点电位平衡等问题也必须考虑;更为重要的，要在前后矢量切换时避免过高的电压幅值跳变，否则将失去NPC电路dv/dt小、可靠性高的特点。 3.6小结 本章介绍了基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制系统的模型，阐述了三电平直接转矩控制的基本原理。论述了三电平直接转矩控制对电机控制性能的改善，并进一步 20 分析了三电平直接转矩控制系统中所存在的问题。 21 第四章 三电平直接转矩控制系统仿真研究 对连续动态系统的研究通常采用理论分析、仿真研究和实验研究等三种方法。异步机调速系统是一个高阶、非线性系统，很难从理论上进行精确的分析。而实验研究则要对真实的系统进行测试试验，但在具体实验的基础上要改变成型的参数非常困难。而仿真研究可以借助计算机强大的计算能力，以及各种仿真软件提供的高效率的可操作的人机交互系统，对控制系统的理论、构建、参数设计甚至性能分析等方面提供参考和帮助。因此，在进行实际系统试验之前，对系统模型进行仿真研究具有重要的指导意义。 MATLAB是矩阵实验室(Matrix Laboratory)的简称，是美国MathWorks公司出品的商业数学软件，用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，主要包括MATLAB和Simulink两大部分。 Simulink是MATLAB的一个应用工具箱，它用来对动态系统进行建模、仿真和分析的软件包。它支持连续、离散及混合系统的仿真，也支持具有多种采用速率的系统仿真。Simulink采用可视化组态技术建模，具有直观、方便的优点。Simulink包含Liner等一系列具有广泛功能的子模型库，用户也可以自己定制、创建功能模块。 Simulink创建的模型具有递阶的结构，用户可以自上而下或自下而上的建立模型。这种方法使得用户可以深入的立即模型的组织结构和各部分是如何相互作用的。在定义完模型后，可以通过Simulink菜单或MATLAB的命令来对它进行仿真，MATLAB提供强大的可视化输出功能模块，方便用户进行分析;下面就具体介绍应用Simulink建立直接转矩控制系统的仿真系统。 4.1三电平直接转矩控制系统的仿真模型 三电平直接转矩控制系统的仿真模型主要由三电平逆变器模型、异步电动机模型、直接转矩控制算法以及反馈系统等模块构成。在分析交流异步电动机数学模型的基础上，建立了交流异步电动机直接转矩控制系统的整体设计框图，具体结构如图4.1所示。 4.1.1异步电机本体模块 在整个控制系统的仿真模型中，交流异步电动机本体模块是最重要的部分。反映的是交流异步电动机的本质属性。在本模型中，交流异步电动机本体模块的输入为负载转矩和坐标变换模块输出的两相相电压，输出为定、转子绕组磁链，定、转子电流，电机实际运行转速以及电磁转矩，其结构框图及部分子模块结构如图4.2所示。 22 图4.1直接转矩控制系统仿真模型 电磁转矩方程中，用转子磁链代替定子电流，可得如下形式，以此构建转矩计算模块。 P,,(),,T (4-1) ersL, 2式中， LLLLL,,()/,srmm 异步电机本体模块中其他子模块，转子电流、磁链计算与定子电流、磁链计算子模块相似，转矩计算子模块可由公式(4-1)构造，这里不再作过多阐述。 在进行异步电机的仿真时，没有必要对四种状态方程逐一进行，只要以一种为内核，在外围加上坐标变换和状态变换，就可得到在不同的坐标下、不同状态量的仿真结果。因此在此处建立以定子磁链、转速和电流为状态变量的状态结构为核心，构建异步电机仿真模型，如图4.2所示。 4.1.2转速、转矩控制模块 转速控制模块采用PI控制，结构比较简单，Saturation饱和限幅模块可将输出的参考电磁转矩的幅值限定在要求的范围内，具体框图如图4.3。对于电磁转矩，采用滞环控制，输入为参考转矩与实际转矩的差值，输出信号作为控制信号接至直接转矩控制模块，具体结构如图4.4所示。 4.1.3三电平逆变器模块 逆变器是交流调速系统中的重要部件，通过对逆变器的控制向电机发出PWM电压从而实现电机调速。本系统选用二极管NPC三电平电压型逆变器，电压型逆变器的输入为直 23 流电压U，可以认为是恒定的，因此，用一个常数模块给定。三电平逆变器的输出不仅与d 开关状态有关，还与电动机负载电流有关。根据第二章中的逆变器模型，以及逆变器与异步电动机之间的联系方程式，即可以构建逆变器部分的仿真模块。 图4.2 异步电机本体模块 图 4.3 转速控制模块系统框图 图 4.4 转矩控制系统模块框图 24 4.1.4定子磁链观测模块 直接转矩控制系统中，磁链观测是最重要的一部分，磁链观测的准确与否，直接关系到电磁转矩的估算精度，间接影响电机转速的控制，从而影响整个控制系统的性能。如第三章所介绍的，磁链的观测有三种常用的模型。本文采用的是改进的U-I模型。 4.1.5三电平直接转矩控制矢量选择 三电平直接转矩控制与普通的异步电机直接转矩控制的结构大致相同，其最大的区别体现在逆变器模块以及直接转矩控制模块中的电压矢量选择模块。由于比普通的两电平逆交器多一种电平，因此三电平的DTC控制的基本电压矢量多，控制算法也更为复杂。通过第三章的分析，三电平直接转矩控制系统的电压矢量选择方案关键在于在α，β平面上划分12个扇区;根据当前定子磁链分量α，β判断其所在的扇区;通过电磁转矩和定子磁链的滞环调节，确定下一采样周期所需发出的开关矢量，得到一个开关矢量表(如表4.1)。开关矢量选择表可以用查表模块或者S函数等产生，磁链与转矩的反馈量可以很容易的根据磁链观测器和转矩计算公式得到，具体可参考第二章中的相关章节。变量的观测可以选择示波器或者XY绘图仪。 表 4.1 开关矢量选择表 增加转矩 增加转矩 减少转矩 减少转矩 扇区 增加磁链 减少磁链 增加磁链 减少磁链 1 1 0 -1 -1 1 -1 1 -1 0 -1 -1 1 2 1 1 -1 -1 1 0 1 -1 -1 0 -1 1 3 0 1 -1 -1 1 1 1 0 -1 1 -1 1 4 -1 1 -1 -1 0 1 1 1 -1 1 -1 0 5 -1 1 0 -1 -1 1 0 1-1 1 -1 -1 6 -1 1 1 0 -1 1 -1 1 -1 1 0 -1 7 -1 0 1 1 -1 1 -1 1 0 1 1 -1 8 -1 -1 0 1 -1 0 -1 1 1 0 1 -1 9 0 -1 1 1 -1 -1 -1 0 1 -1 1 -1 10 1 -1 1 1 0 -1 -1 -1 1 -1 1-0 11 1 -1 0 1 1 -1 0 -1 1 -1 1 1 12 1 -1 -1 0 1 -1 1 -1 1 -1 0 1 25 4.2仿真结果分析 根据上述原理，建立起异步电机三电平直接转矩控制系统的仿真模型。仿真系统建立后，可以对控制系统进行各种试验，验证所提出系统的正确性和控制方法的可行性。 仿真系统中所采用的异步电机参数如下: 极对数:4 定子电阻:2.70Ω 转子电阻:2.23Ω 定转子互感:0.345 H 定子漏感:0.300 H 转子漏感:0.200H 2 转动惯量:0.0085Kg*m 比例系数(Kp):10 积分系数(Ki):100 负载转矩:10N/m 额定转速:1000 r/min 采用上述参数，分别运行已建立的直接转矩控制系统模型和三电平直接转矩控制系统模型，电机空载起动，为了验证所设计的交流异步电动机控制系统仿真模型的静、动态性能，待系统稳定运行于额定转速后，在t=1.2s后，加负载转矩T=10N?m，可得输出磁链以L 及电机转速波形如图(4.5)(4.6)(4.7)所示。 4.5 定子电流波形图 图 26 图 4.6 磁链输出图 图 4.7 转速响应波形 由仿真波形可得，在电机额定转速运行情况下，系统响应快速且较为平稳，转速响应波形较为稳定;在t=1.2s时，加入负载转矩扰动T=10N*m后，转速有小的跳变，但能迅速L 回到平衡状态，稳定运行于额定转速:从图4.6中可以看出，同样采用定子磁链圆形轨迹控制方法，基于三电平的直接转矩控制系统较一般的直接转矩控制系统，能得到更为近似圆形的定子磁链输出;同样，采用三电平直接转矩控制，可以更有效的抑制电磁转矩脉动。由仿真波形可以看出，异步电机运行与低速状态时，转矩和磁链的控制性能相对于额定转速运行时都有所下降，但采用三电平直接转矩的控制方案，其误差仍然在可接受的范围之内。减少转矩滞环的宽度，可以减少转矩的脉动，但是逆变器的开关频率会相应增加。减小采样周期，也可以减少转矩脉动，但是开关频率也相应提高了很多。此外，可以采用PI调节器代替滞环调节，或者采用预测直接转矩控制，或者采用与矢量控制类似的在一个采样周期中用多个矢量来等效一个最优矢量的方法，都可以获得好的效果。 27 4.3小结 本章在分析交流异步电动机数学模型的基础上，介绍了一种基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制系统的仿真建模的方法，并利用Simulink环境进行了仿真实验。仿真结果表明:与传统的两电平直接转矩控制相比，三电平直接转矩控制可以得到更为近似圆形的磁链输出波形，可以得到更为稳定的电流输出波形，并且可以更有效的抑制电磁转矩输出脉动，具有良好的静、动态特性。仿真结果验证了该建模方法的正确性、有效性。 28 结 论 多电平逆变技术是未来中高压大功率变频调速技术的一个重要方向。多电平逆变器由于输出电平数的增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力小，开关损耗小，可避免输出电压中过大的dv/dt。其中二极管钳位型多电平逆变电路是应用最多、研究最广的一种拓扑结构。本文将二极管钳位型三电平逆变器与异步电机直接转矩控制相结合，针对系统模型构造、空间矢量选择电位平衡等问题，进行了深入的理论分析，对三电平直接转矩控制系统进行了以下几个方面的研究: (1)本文分析了三电平逆变器的数学模型，讨论了三电平逆变器的开关状态对中点电位的影响，由于输出电流对中点电压有影响，因而综合三电平逆变器模型与异步电机模型建立了三电平逆变器异步电机系统的在α、β两相静止坐标系下的统一数学模型。 (2)对异步电机直接转矩控制技术进行了详细的分析。分析了三电平逆变器用于异步电机直接转矩控制所带来的诸如空间矢量选择困难等问题，然后，根据直接转矩控制的要求，确定了这些影响因素的优先等级，为迸一步研究三电平直接转矩控制系统打下了基础。 (3)建立了异步电机三电平直接转矩控制系统的仿真模型。针对模型中各个子模块的功能。进行了详细的分析说明，并进行了仿真验证。仿真结果表明，在设定磁场为圆形磁场的闭环控制下，定子磁链能够很好的跟随设定磁链，电机运行平稳，转矩脉动得到有效抑制。 29 致 谢 时光飞逝，转眼间四年的大学生活即将结束。在这四年里，无论在学习还是生活上，我都感到充实而有意义，这与许多人对我的帮助和关心是分不开的，对此我心存感激之情。在这离别之际，我衷心的感谢那些曾经帮助、支持和鼓励我的人们。这些年，有过欢乐，有过痛苦，有相聚时的喜悦，也有离别时的痛楚，有过壮怀激烈的心气，也有过低迷消沉的神情。在以后的人生路上，依然会有艰难险阻，但是这一段的宝贵经历将使我终生受益，促使我不断进步。 首先需要感谢的人是我的导师——雷慧杰讲师。严谨求实的科学作风、丰富渊博的专业知识、豁达开胡的生活态度、真诚待入的优秀品格将让我受益一生。师恩难忘，在此我谨向导师致以最衷心的感谢和最诚挚的敬意。 最后还要感谢各位老师在百忙之中抽出时间评阅我的论文。 30 参考文献 [1]李夙.异步电动机直接转矩控制[M].北京. 机械工业出版社，2007. [2]沈本荫.现代交流传动及其控制系统[M].北京. 中国铁道出版社，2007. [3]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京. 机械工业出版社，2009. [4]陈伯时，陈敏逊.交流调速系统[M].北京. 机械工业出版社，2005. [5]胡崇岳.现代交流调速技术[M].北京. 机械工业出版社，2001. [6]薛定宇，陈阳泉.基于MATLAB/Simulink的系统仿真技术与应用[M].北京. 清华大学出版社，2002. [7]陈国呈.PWM变频调速及软开关电力变换技术[M].北京. 机械工业出版社，2002. [8] 宋文祥, 陈国呈, 束满堂.中点箝位式三电平逆变器空间矢量调制及其中点控制研究[J]. 中国电机工程学报, 2006, 26(5): 105-109. [9]燕宾. SPWM变频调速应用技术[M].北京. 机械工业出版社, 1997. [10] 孙新柱, 陈跃东.MATLAB仿真软件在直流调速系统教学中的应用[J]. 淮北煤炭师范学院学报: 自然科学版, 2009, 30(2): 86-88. [11]王广柱.二极管钳位式多电平逆变器直流侧电容电压不平衡机理的研究[J]. 中国电机工程学报, 2002, 22(12): 111-117. [12]林磊, 邹云屏, 钟和清.二极管钳位型三电平逆变器控制系统研究[J]. 中国电机工程学报, 2005, 25(15): 33-39. [13]赵莉, 葛琼璇.基于三电平逆变器的异步电动机直接转矩控制[J]. 电气应用, 2006, 24(10): 111-114. [14] 李永东, 侯轩, 谭卓辉.三电平逆变器异步电动机直接转矩控制系统(?)——合成矢量法[J]. 电工技术学报, 2004, 19(5): 31-35. [15]巫庆辉, 邵诚, 徐占国. 直接转矩控制技术的研究现状与发展趋势[J]. 信息与控制, 2006, 34(4): 444-450. [16]冯江华, 陈高华. 异步电动机的直接转矩控制[J]. 电工技术学报, 1999, 14(3): 29-33. 31