红外探测器

红外探测器 第三章 红外探测器 3(1 红外探测器特性参数 3(1(1 红外探测器分类 红外探测器是一种辐射能转换器，主要用于将接收到的红外辐射能转换为便于测量或观察的电能、热能等其他形式的能量。根据能量转换方式，红外探测器可分为热探测器和光子探测器两大类。 热探测器的工作机理是基于入射辐射的热效应引起探测器某一电特性的变化，而光子探测器是基于入射光子流与探测材料相互作用产生的光电效应，具体表现为探测器响应元自由载流子(即电子和/或空穴)数目的变化。由于这种变化是由入射光子数的变化引起的，光子探测器的响应正比于吸收的光子数。而热探测器的响应正比与所吸收的能量。 熱探测器的换能过程包括:热阻效应、熱伏效应、熱气动效应和热释电效应。光子探测器的换能过程包括:光生伏特效应、光电导效应、光电磁效应和光发射效应。 各种光子探测器、热探测器的作用机理虽然各有不同，但其基本特性都可用等效噪声功率或探测率、响应率、光谱响应、响应时间等参数来描述。 3(1(2 等效噪声功率和探测率 我们将探测器输出信号等于探测器噪声时，入射到探测器上的辐射功率定义为等效噪声功率，单位为瓦。由于信噪比为1时功率测量不太方便，可以在高信号电平下测量，再根据下式计算: HAPdNEP,, (3.1) V/VV/Vsnsn 2W/cm 其中 :辐照度，单位; H 2cm : 探测器光敏面面积，单位; Ad : 信号电压基波的均方根值，单位; VVs : 噪声电压均方根值，单位; VVn 由于探测器响应与辐射的调制频率有关，测量等效噪声功率时，黑体辐射源发出的辐射经调制盘调制后，照射到探测器光敏面上，辐射强度按固定频率作正弦变化。探测器输出信号滤除高次谐波后，用均方根电压表测量基波的有效值。 必须指出:等效噪声功率可以反映探测器的探测能力，但不等于系统无法探测到强度弱于等效噪声功率的辐射信号。如果采取相关接收技术，即使入射功率小于等效噪声功率，由于信号是相关的，噪声是不相关的，也是可以将信号检测出来的，但是这种检测是以增加检测时间为代价的。另外，强度等于等效噪声功率的辐射信号，系统并不能可靠地探测到。在设计系统时通常要求最小可探测功率数倍于等效噪声功率，以保证探测系统有较高的探测概率和较低的虚警率。辐射测量系统由于有较高的测量精度要求，对弱信号也要求有一定的信噪比。 1 等效噪声功率被用来度量探测器的探测能力，但是等效噪声功率最小的探测器的探测能力却是最好的，很多人不习惯这样的表示方法。Jones建议用等效噪声功率的倒数表示探测能力，称为探测率，这样较好的探测器有较高的探测率。因此，探测率可表达为: 1 (3.2) D,NEP 探测器的探测率与测量条件有关，包括: ,入射辐射波长; ,探测器温度; ,调制频率; ,探测器偏流; ,探测器面积; ,测量探测器噪声电路的带宽; ,光学视场外热背景。 为了对不同测试条件下测得的探测率进行比较，应尽量将测试条件化。采取的做法是: 辐射波长、探测器温度 , 由于探测率和波长之间，探测率和探测器温度之间，在理论上无明显关系，波长和制冷温度只能在测量条件中加以说明。 , 辐射调制频率 解决探测率随调制频率变化的最简单的方法是将频率选得足够低，以避开探测器时间常数带来的限制。 或注明调制频率。 , 探测器偏流: 一般调到使探测率最大。 , 探测器面积和测量电路带宽 广泛的理论和实验研究表明，有理由假定探测器输出的信噪比与探测器面积的平方根成正比，即认为探测率与探测器面积的平方根成反比。探测器输出噪声包含各种频率成分，显然，噪声电压是测量电路带宽的函数。由于探测器总噪声功率谱在中频段较为平坦，可认为测得的噪声电压只与测量电路带宽的平方根成正比，即探测率与测量电路带宽的平方根成反比。一次，可定义: 1/2Af(,)1/2,1*1/2dcm,Hz,WDDAf,(,), 单位: () JonesdNEP 2*D的物理意义可理解为1瓦辐射功率入射到光敏面积1厘米的探测器 *D上，并用带宽为1赫电路测量所得的信噪比。是归一化的探测率，称为比 *D探测率，读作D星。用来比较两个探测器的优劣，可避免探测器面积或测量带宽不同对测量结果的影响。比探测率和前面介绍的探测率定义上是有区别的，但由于探测率未对面积、带宽归一化，确实没有多大实用意义，一般 *D文献中都不把称之为“比探测率”，而是称为“探测率”，这只是一种 2 约定俗成的做法。 3(1(3 单色探测率和D双星 1)黑体探测率和单色探测率 ****DDDD测量时如采用黑体辐射源，测得的称为黑体，有时写作。为bb *D了进一步明确测量条件，黑体后面括号中要注明黑体温度和调制频率。如 **D表示是对500K黑体，调制频率为800Hz 所测得的值。 D(500K,800)bb *D测量时如用单色辐射源，测得的探测率为单色探测率，写作。 , 2)D双星 背景辐射对红外探测器至关重要，为了减少光学视场外热背景(如腔体)无规则辐射在探测器上产生的噪声，往往在探测器外加一个冷屏。从探测器中心向冷屏孔的张角叫探测器视角。设置冷屏能有效地减少了背景光子通量，增加探测率。但是这并不意味探测器本身性能的提高，而是探测器视角的减小。而视角减小将影响光学系统的聚光能力。 可定义D双星，对探测器视角进行归一化处理。 1/2,,,1/2,1***cm,Hz,W 单位: D,D,,,,, , 式中:为探测器通过冷屏套所观察到的立体角，是半球立体角。 , ***DD 未加冷屏时，探测器在整个半球接收光子，,,,，等于。D双星实际上是将测得的探测率折算为半球背景下的探测率，这样可真实反映探测器本身的探测性能。 D双星对红外探测器研制者有指导意义，在工程中不常使用。制造商提供的红外探测器的探测率通常是指含冷屏的探测器组件的探测率。使用者只须注意探测器的视角是否会限制光学系统的孔径角，以及冷屏的屏蔽效率。 3(1(4 背景噪声对探测率的限制 光子探测器和热探测器比探测率的最终极限将受背景噪声的限制。 *D对于光电导型探测器，的理论极大值为: 1/21/2,,,,,,,*18,,,,D,,2.52，10 (3.6) ,,,,,,hcQQ2bb,,,, , 式中:h为普朗克常数，为光速，为波长(微米)，为量子效率， ,c 3 为入射到探测器上的半球背景光子辐射发射量。 Qb 对于光伏探测器，由于没有复合噪声，上式应乘，即 2 1/2,,,*18,, D,3.56，10 (3.7) ,,,,Qb,, 光子探测器已有不少接近背景限 对于热探测器，背景辐射的起伏将引起探测器温度的起伏，并且探测器本身辐射也将引起统计性温度起伏。如果信号辐射引起的温度变化低于这两种温度起伏，就探测不到信号辐射。温度起伏也是一种噪声，受温度噪声限制的热探测器的等效噪声功率为: 2 NEP,4kTG,fd 式中:G为响应元与周围环境的热导。 2*D极限值为: 在300K时，如响应元面积1mm,带宽1Hz, *101/2,1D,1.81，10cm,Hz,W 目前，热敏电阻探测器由于受1/f噪声和电阻热噪声的限制，其探测率与极限值尚差两个数量级。但是对热释电探测器来说，由于它不是电阻性器件而是可看作电容性器件，不受热噪声限制，电流噪声也较小，因此它的探测率与极限值相差已不到一个数量级。 3(1(5 响应率 响应率等于单位辐射功率入射到探测器上产生的信号输出。响应率一般以电压形式表示。对以电流方式输出的探测器，如输出短路电流的光伏探测器，也可用电流形式表示。 VVssR,, 电压响应率 单位为V/W。 VHAPd IIss,,RA/W 电流响应率 单位为。 iHAPd 因为测量响应率时是不管噪声大小的，可不注明只与噪声有关的电路带宽。响应率与探测器的响应速度有关，光子探测器的频率响应特性如同一个低通滤波器。在低频段响应较为平坦，超过转角频率后响应明显下降。一般均在低频下测量响应率，以消除调制频率的影响。 表面上看，只要探测率足够高，探测器输出有足够的信噪比，信号较弱是可以用电路放大的方法弥补的。实际上响应率过低，就必须提高前置放大器的放大倍率，高倍率的前置放大器会引入更多噪声，如选用探测率较低但响应率高的 4 探测器，系统的探测性能可能更好一些。因此，对系统设计者来说，探测器的响应率和探测率是同样值得关注的。 3(1(6光谱响应 *D 探测器的光谱响应是指探测器受不同波长的光照射时，其、随波长变R **D化的情况。设照射的是波长为的单色光，测得的、可用、表示，,RDR,,称为单色响应率和单色比探测率，或称为光谱响应率和光谱比探测率。 如果在某一波长处，响应率、探测器达到峰值，则称为峰值波长，而,,pp ***D、分别称为峰值响应率和峰值比探测率。此时的可记做D(,,f)，注DRp,, *明的是峰值波长和调制频率，而黑体比探测率注明黑体温度和调制频D(T,f)bb 率。 如以横坐标表示波长，纵坐标为光谱响应率，则光谱响应曲线表示每单位波长间隔内恒定辐射功率产生的信号电压。有时纵坐标也可表示为对峰值响应归一化的相对响应。 光谱响应率 R, 热探测器 光子探测器 ,c,波长 波长 光子探测器和热探测器的光谱响应曲线是不同的，理想情况如图所示。热探测器的响应只与吸收的辐射功率有关，而与波长无关，因为其温度的变化只取决于吸收的能量。 对于光子探测器，仅当入射光子的能量大于某一极小值时才能产生光电h,c效应。也就是说，探测器仅对波长小于，或者频率大于的光子才有响应。 ,,cc 5 光子探测器的光谱响应正比于入射的光子数，由于光子能量与波长成正,比，在单位波长间隔内辐射功率不变的前提下，入射光子数同样与波长成正比。因此，光子探测器的响应响应随波长线性上升，然后到某一截止波长突然下,,c降为零。 *理想情况下，光子探测器的光谱比探测率可写成: D, ,** 当 D,D,,,,,cc,c * 当 D,0,,,,c 理想情况下，截止波长即峰值波长。实际曲线稍有偏离。例如光子探,,pc 测器实际光谱响应在峰值波长附近迅速下降，一般将响应下降到峰值响应的50,处的波长称为截止波长。 ,c 系统的工作波段通常是根据目标辐射光谱特性和应用需求而设定的，则选用的探测器就应该在此波段中有较高的光谱响应。因为光子探测器响应截止的斜率很陡，不少探测器的窗口并不镀成带通滤光片，而是镀成前截止滤光片，可起到抑制背景的效果。 3(1(7 响应时间 当一定功率的辐射突然照射到探测器上时，探测器输出信号要经过一定时间才能上升到与这一辐射功率相对应的稳定值。当辐射突然去除时，输出信号也要经过一定时间才能下降到辐照之前的值。这种上升或下降所需的时间叫探测器的响应时间，或时间常数。 响应时间直接反映探测器的频率响应特性，其低通频响特性可表示为: R0R, (3.8) f2221/2(1，4,f,) fR 式中为调制频率为时的响应率，为调制频率为零时的响应率，是,Rf0 ff1/2,,1/2,,探测器响应时间。当远小于，响应率就与频率无关，远大于时，响应率和频率成反比。 系统设计时，应保证探测器在系统带宽范围内响应率与频率无关。由于光子探测器的时间常数可达数十纳秒至微秒，所以在一个很宽的频率范围内，频率响应是平坦的。热探测器的时间常数较大，如热敏电阻为数毫秒至数十毫秒，因此频率响应平坦的范围仅几十周而已。 6 在设计光机扫描型系统时，探测器的时间常数应当选择得比探测器在瞬时视场上的驻留时间为短，否则探测器的响应速度将跟不上扫描速度。当对突发的辐射信号进行检测时，则应根据入射辐射的时频特性，选择响应速度较快的探测器。如激光功率计在检测连续波激光时，探头的探测器可以用响应较慢的热电堆，检测脉冲激光时则必须用响应速度较快的热释电探测器，如果激光脉宽很窄，需要用光子探测器检测。 3(2 光子探测器 2(1 光电效应概述 3( 光子探测器是最有用的红外探测器，它的工作机理是光子与探测器材料直接作用，产生内光电效应。因此，光子探测器的探测率一般比热探测器要大1至2个数量级，其响应时间为微秒或纳秒级。光子探测器的光谱响应特性与热探测器完全不同，通常需要制冷至较低温度才能正常工作。 按照普朗克的量子理论，辐射能量是以微粒形式存在的，这种微粒称为光子或量子。一个光子的能量是 hc, E,h,, 当入射光子与金属中的电子碰撞时，则将能量传递给电子。如果电子获得光子全部能量，则光子不复存在。如果电子获得的能量大到足以使其穿过表面的势垒，就能从表面逸出。这一效应称为外光电效应或光电子发射效应。 电子逸出所需做的功与材料特性有关。由于光子能量随频率而变，故存在一个长波限，或称为截止波长。超过截止波长的光子的能量均低于逸出功，不足以产生自表面逸出的自由电子。因此，光发射探测器的响应只能延伸到近红外的一个小范围。 波长大于1.2微米的光子的能量虽然不足产生电子发射，但存在内光电效应。光子传递的能量使电子从非导电状态变为导电状态，从而产生了载流子。载流子的类型取决于材料的特性，这些材料几乎都是半导体。如果材料是本征的，即纯净的半导体，一个光子产生一个电子空穴对，它们分别是正、负电荷的携带者。如果材料是非本征，即掺杂的半导体，光子则产生单一符号的载流子，或为正，或为负，不会同时产生两种载流子。如果在探测器上加电场，则流过探测器的电流将随载流子数量的变化而变化，称为光电导效应。 如果光子在p-n结附近产生空穴,电子对，结间的电场就使两类载流子分开，而产生光电压，称为光生伏打效应。光生伏打型的探测器不需要外加偏压，因为p-n已提供了偏压。 当电子,空穴对在半导体表面附近形成时，它们力图向深处扩展，以重新建立电中性。如果在这一过程中加上强磁场，就使两种载流子分开而产生光电压，称为光电磁效应。 3(2(2 固体能带理论 7 固体能带理论是表示固体中电子能量分布方式的一种简便方法，扼要介绍一下这一理论，可有助于理解探测器内部产生的光电效应。 在简单的波尔原子模型中，绕原子核旋转的电子被限制在分立的能级上，它们各有各的轨道直径。除非原子被激发，电子都占据着较低的能级。固体的原子靠得很近，由于量子力学的结果，单个原子的分立能级扩展成近于连续的能带，这些能带被电子的禁带所隔离。最低的能带是完全充满的，称为阶带。下一个较高的能带，不管是占据或未占据有电子，都称为导带。只有导带中的电子对材料的电导率才有贡献。 导电体、绝缘体和半导体有不同的能带结构。导电体的明显标志是导带没有被电子全部占据。绝缘体的电子刚好占据了阶带中的全部能级，导带是空的，禁带很宽，阶电子不可能获得足够的能量升到导带中去。 从电特性看，半导体的导电率介于绝缘体和金属之间。纯净的本征半导体的禁带相对窄一些，仅有几分之一电子伏特，而绝缘体的禁带是3电子伏特或更大些。因此，即使在室温下，半导体的一些阶电子也能获得足够的能量，跃过禁带而到达导带。这些电子原来占据的位置成了正电荷，称为空穴。存在电场或磁场时，空穴像电子一样流过材料，然而两者流动的方向相反。 在纯净半导体中，一个电子被激发到导带，则产生电子空穴对载流子，两者贡献各自的电导率。本征半导体材料有锗单晶、硅单晶以及按化学计算比例构成的化合物。典型的光伏型本征探测器有 Si, Ge, GaAs, InSb, InGaAs, 和HgCdTe (MCT)等，光伏型本征探测器有PbS、PbSe和MCT。 8 截止波长再长的探测器，要求材料的禁带宽度比本征半导体还要小。减小禁带宽度的一般方法，是在纯净半导体中加入少量的其它杂质，称为掺杂，所得材料称为非本征半导体。在非本征材料中，只有一种载流子提供导电率，n型材料的载流子是电子，而p型的是空穴。 许多红外探测器都用锗、硅作为非本征材料的主体材料，可表示为SiX、GeX。锗、硅原子有4个阶电子，它们和4个周围的子构成共价键。如果把3个价电子的杂质原子掺到锗中，则产生一个过剩的空穴。由于杂质能级恰好靠近主体材料价带的顶部，所以，电子从价带跃迁到杂质空穴，只需要很小的能量。留在价带中的空穴成为载流子，材料则是p型的。与此类似，如果掺入有5个或更多价电子的杂质，掺杂后成为n型材料。n型、p型材料原则上都可用来制作红外探测器，通常用的还是p型材料，掺入的杂质有錋、砷、镓、锌等。 3(2(3 光导探测器 光电导探测器的机理是探测器吸收了入射的红外光子，产生自由载流子，进而改变了敏感元件的电导率。可以对光导探测器加一个恒定的偏流，检测电导率的变化。 lR, 敏感元件的电阻可表示为: d,Ad 式中 l为长度，为敏感元面积，为电导率。 A,d 光导探测器响应率正比于光照后电导率的相对变化，而后者又可表示为: ,,,,,e, ,d,, 式中: 为量子效率，为自由载流子寿命; ,, d,为迁移率，是电子电荷量， 为探测器厚度。 e 从式中可看出，高响应率要求探测器有较高的量子效率，自由载流子寿命长，迁移率高，厚度应最小。自由载流子寿命取决于复合过程，在一定程度上可由材料配方和杂质含量来控制。自由载流子寿命是一个极其重要的参数，除影响响应率外，还影响探测器的时间常数。 9 高响应率还要求探测器在无光子辐照时有较低的电导率，即将非光子效应产生的载流子数降低到最小。对长波响应的探测器材料，必须有小的禁带宽度，但禁带宽度小，在室温下，无光照就会产生大量热激发载流子，只能通过致冷探测器来解决。一般来讲，如不致冷的话，大多数光电导探测器的响应波段不会超过 )。响应超过8微米的，3微米。响应波段在3到8微米的，要求中等致冷(77K 要求致冷到绝对温度几度。 当光导探测器面积一定时，高响应率需要高的量子效率，以便进可能利用所有入射光子，可在敏感元后面设反射器或敏感元表面镀增透膜。 光导器件前放的典型电路如上图。光导探测器的输出阻抗较低，要求毫安级的恒流偏置，实际做法是用恒压源经一个串联的负载电阻产生所需的偏流。负载电阻阻值应远大于探测器内阻，电压源要求低纹波，避免引入噪声。探测器输出通过电容耦合到前置放大器，由于前放输入通常为毫伏级的弱信号，前放放大倍数高达数千倍，前放应有较低的噪音系数，设计中一般要求前放的等效输入电压噪声为探测器的1/10，即认为此时可忽略放大器本身噪声的影响。前放输入阻抗与探测器输出是否匹配对放大器的噪音系数影响很大，是设计中必须考虑的因素。 3(2(4 光伏探测器 光伏探测器利用光生,伏打效应。在光伏过程中，半导体内部或半导体表面存在一个p-n结。入射光子产生电子空穴对，然后被结上的电场分开，在探测器输出开路情况下可形成光电压。如将探测器输出短路，可产生短路电流。光伏探测器受到辐照后，其伏安特性曲线特性将会下移。 设信号的辐射通量为，则光电流为: ,s 式中:,为量子效率，为电子电荷量。 I,,e,es 10 使用时可选择合适的工作点。一般说来，光伏探测器工作于短路状态时，即零偏压状态，能产生最佳信噪比。有时也对光伏探测器加适当的反向偏置。加反向配置能增加耗尽层的厚度，从而减小时间常数，探测器有较好的高频特性。 探测器开路状态工作时，后接放大器应有较高的输入阻抗，可对光伏器件输出开路电压V进行电压放大。如光伏探测器工作于短路状态，输出短路电流I，OSC后接放大器的输入阻抗应很低，可采用如图所示的电流,电压放大电路。 光伏探测器在理论上能达到的最大探测率比光电导探测器大40,。另外，光伏探测器能零偏置工作，由于是高阻抗器件，即使加反向偏置，偏置功耗很低。与同样为高阻抗的CMOS读出电路也容易匹配。因此，红外焦平面探测器至今均是光伏型的。 光伏器件即可用于辐射探测，也可用作能量转换。如太阳电池或光电池就是在不加偏置电压条件下工作的，其工作点在伏安曲线的第四象限，工作机理也是 光生,伏打效应，只是器件结构更注重能量的转换效率而已。 3(2(5光电磁探测器 光电磁探测器由本征半导体材料薄片和稀土永久磁铁组成，入射光子产生的电子空穴对被外加磁场所分开，它不需要电偏置。这类探测器不需致冷，可响应到7微米。主要特点是时间常数很小，可小于1ns。由于光电磁探测器的探测率比光导和光伏型的低得多，一般很少使用。 3(2(6 光发射探测器 光发射探测器通常指能产生外光电效应的器件，这类探测器在可见、短波红外有很高的灵敏度，响应波长可达1.5um。光电倍增管就是一种利用光电发射效 11 ,2,6应的探测器，可用于弱光(光照度10,10Lx)、微弱光(光照度小于 10,6Lx)的检测，具有高响应速度，高灵敏度等特点。 光电倍增管由光电阴极、阳极和8,19级倍增级组成。入射光子为光电阴极材料表面所吸收后，有自由电子从表面逸出。发射的电子加速打到另一个电极上，在电极上每一个电子会产生许多二次电子。这些电子又依次加速打到第三电极，并多次重复这一过程，得到很高的内部放大增益。 硅化铂(PtSi)探测器也是一种光发射探测器，与光电倍增管不同，金属铂吸收光子后，将载流子发射到半导体材料中。 3(2(7 量子阱探测器 量子阱红外光子探测器(QWIP)是由非常薄的GaAs和AlGaAs 晶体层交叠x1-x而成的，在内部形成多个量子阱。采用分子束外延技术可将GaAs、AlGaAs晶x1-x体层的厚度控制到几分之一的分子层的精度。 GaAs材料的带隙为1.35电子伏特，通常不能制造波长大于0.92微米的探测器。但量子阱内电子可处于基态或初激发态，即处于两种子能带，子能带之间的带隙较小。在光子激发下，电子由基态跃迁到初激发态。器件的结构参数可保证受激载流子能从势阱顶部逸出。并在电场的作用下，被收集为光电流。 –continuumcross conduction –section bandTEM–AGaAsbound –•3stateergyen•2photocurrent GaAs 1 “dark current” mechanisms position QWIP响应的峰值波长是由量子阱的基态和激发态的能级差决定的，它的光谱 12 响应与本征红外探测器不同，QWIP的光谱响应峰较窄，较陡。但它的峰值波长、截止波长可以灵活、连续地剪裁，在同一块芯片上制造出双色、多色的成像面阵。 与其它光子探测器相比，QWIP独特之处首先在于它的响应特性可通过制造理想的束缚能级的方法来修正。改变晶体层的厚度可改变量子阱的宽度，改变AlGaAs合金中Al的分子比，可改变势阱高度，从而在较大范围内调整子能带之间的带隙，探测器就可以响应3至20微米的辐射。其次，它获得真正的“无噪声”固态光电倍增效应。 由于QWIP采用了GaAs生长和处理的成熟技术，可以制作成大规模的成像面阵。“度身定制”的量子阱阵列完全可以做到:每个探测器具有要求的峰值响应，并且阵列中的每一个探测器可以和一个独立的光电倍增管相连。这样的阵列就好像是一个大数目的光电倍增管，不同的是它有高的量子效率，可以工作在较长波长，并有较小的结构尺寸和较低的功耗。 量子阱探测器的缺点是光谱响应峰较窄，因此，研制宽波段的红外大规模面阵是发展趋势，如8,14微米、100万象素的量子阱成像面阵。可以预见，届时红外相机和可见光CMOS相机的差距将大大缩小。 3(3 热探测器 3(3(1热电效应 热探测器也通称为能量探测器，其原理是利用辐射的热效应，通过热电变换来探测辐射。入射到探测器光敏面的辐射被吸收后，引起响应元的温度升高，响应元材料的某一物理量随之而发生变化。利用不同物理效应可设计出不同类型的热探测器，其中最常用的有电阻温度效应(热敏电阻)、温差电效应(热电偶，热电堆)和热释电效应。 由于各种热探测器都是先将辐射转化为热并产生温升，而这一过程通常很慢，热探测器的时间常数要比光子探测器大得多。热探测器性能也不象光子探测器那样有些已接近背景极限。即使在低频下，它的探测率要比室温背景极限值低一个数量级，高频下的差别就更大了。因此，热探测器不适合用于快速、高灵敏度的探测。热探测器的最大优点是光谱响应范围较宽且较平坦。 13 3(3(2 热敏电阻 严格地说，利用辐射热效应而引起电阻变化的热探测器应称之为测热辐射计(Bolometer)，俗称热敏电阻。 当用桥式测量电路时，两个热敏电阻具有相同的温度特性，分别用于测量和补偿。当环境温度变化时，不会破坏电桥的平衡。用较为简单的测量电路时，只有热敏电阻电压的变化量才能通过耦合电容传给信号放大电路。 当照射到热敏电阻的辐射发生变化时，引起温度变化有一个时间延迟，此延迟取决于热敏电阻内部的热学结构。用热平衡方程可表达为: d,Td C，G,T,,,eddt 式中: ,, 入射辐射功率增量，W; 探测元温度增量，K; ,Td -1 探测元有效热导，WK; Ge -1C 探测元热容，JK. 公式的物理意义是:入射的辐射功率一部分通过传导和辐射方式耗散，具体取决于探测元的热导。另一部分以蓄热方式储存起来，该部分取决于探测元的热容。如入射辐射按正弦变化 ,,,,,cos,t0 该微分方程的稳定解为: ,,,0,T, d1/222，，G1，,,e 响应元电阻变化为 ,,R,,d0,,R,,TR, ddd1/222，，G1，,,e 式中: 响应元电阻， 温度系数，响应元比辐射率(即吸收率); R,,d 14 C 热容与有效热导之比，即热时间常数，单位秒。 ,Ge 此公式与RC低通滤波电路的表达形式很相似，只是RC电路的时间常数为电容和电阻乘积，即电容与电导之比。 公式清楚地表明:要减小热时间常数，响应元应有较小的热容和较大的热导(或较小的热阻)。但是，热导大即热阻小，意味着同样的入射辐射功率产生较小的温升，就会影响响应率。因此，热敏电阻响应元通常具有薄片状结构，以增大接收面积和减小热容量。用热特性不同的基片，热敏电阻的时间常数可为1毫秒至50毫秒。热敏电阻通常由高温度系数的金属氧化物烧结而成，由于材料本身吸收不是很好，制作时必须黑化。 热敏电阻噪声主要是1/f噪声和热噪声。对于有最佳信噪比的大偏置电流的情况，主要是1/f噪声。偏置电流足够小时，热噪声起主要作用。此时，热敏电阻的噪声谱是平的，仅依赖于响应元的电阻和温度。 3(3(3 热电偶和热电堆 当加热两种不同材料的接点处时，将在开路的两端产生以电压，这就是热伏效应。这个接点就称为热电偶，由一个以上热电偶组成的响应单元叫热电堆。 热电偶材料组合有铋,银、铜,康铜等，两种不同的金属丝连接成热接点J1，固定在黑化的接收器上，接收器即响应元。冷接点J2 保持基准温度。 Td 当响应元温度从上升到时，热接点J1也上升到同样温度，建立TT，,Tddd 的开路热电电动势为: V,P,T,P,,, oabdab 其中为两种材料的热电率，为接收器的比辐射率，,为热接点和响应元P,ab 热阻之和。 开路情况下，对恒定的入射辐射的响应率为 VoR,,,P, ab, 15 为达到高响应率，响应元应有高吸收率，热电偶材料应有高热电率，并选用高热阻材料。 ,,Pab对应交流入射功率的响应率为: R,1/222，，1，,, 式中为时间常数，要减少响应时间必须减小热容或减小热阻，热阻过,,C, 小温升也小，响应率会降低。所有热探测器响应率和响应速度都受到热结构的限制，其时间常数有时就直接称为热时间常数。热电堆的时间常数一般在几十毫秒。 除双金属结点处会产生热伏效应外，如果用两块N型和P型的半导体作电偶对也会产生十分显著的温差效应，称为Peltier 效应。Peltier 效应有可逆性，:如果把两种导体连结成电偶对，当有直流电通过电偶对时，将在电偶对的两端产生温差。改变电流的方向，可产生加热效应或是致冷响应。反之，则会产生热伏效应。一般导体的Peltier 效应是不显著的，用两块N型和P型的半导体制作电偶对的效应就比较显著。用半导体热电堆测量辐射功率的仪器称为卡路里计，其原理是将吸收的热流转换为可测量的电流。 3(3(4 热释电探测器 凡是有自发极化的晶体，其表面会出现面束缚电荷。而这些面束缚电荷平时被晶体内部和外部来的自由电荷所中和，因此在常态下呈中性。如果交变的辐射照射在光敏元上，则光敏元的温度、晶片的自发极化强度以及由此引起的面束缚电荷的密度均以同样频率发生周期性变化。如果面束缚电荷变化较快，自由电荷来不及中和，在垂直于自发极化矢量的两个端面间会出现交变的端电压。 16 与所有热探测器一样，热释电探测器的工作原理可以用三个过程来描述:辐射?热为吸收过程，热?温度为加热过程，温度?电则为测温过程。加热过程与热敏电阻、热电偶是类似的。根据热平衡方程，对周期变化的红外辐射响应元温升为: ,, ,T, d1/222，，G1，,, 式中: , 正弦变化辐射功率峰值; 辐射角频率; , 响应元比辐射率; ,-1G 响应元热导，单位WK; C 热容与有效热导之比，即热时间常数，单位秒。 ,TG 17 热释电探测器是一个电容性的低噪声器件，等效电路可表达为: 热释电电流与辐射角频率、响应元面积、温升成正比，可表达为: 其中:称为热电系数。 Pi,,PA,Tddd ,1/222 信号电压 ，，V,iZ,,PA,TR1，,,sdddee 式中: 、分别为探测器和前放等效输入电阻、等效电容; RCee 电时间常数。 ,,RCeee 将温升结果代入 V,PA,R,1/2,1/22222sdeR 响应率 ，，，， ,,1，,,1，,,TeG, 辐射角频率、熱时间常数、电时间常数对热释电器件响应率的影响可归纳为: ,,0 响应率为零，随角频率增加而增加; 响应率为常数; 1/,,,,1/,Te 响应率与角频率成反比。 ,,1/,e 热释电材料有单晶、陶瓷、薄膜等种类。单晶热释电晶体的热释电系数高，介质损耗小，至今性能最好的热释电探测器大多选用单晶制作。如TGS、LATGS、 18 LiTaO等。陶瓷热释电晶体成本较低，响应较慢。如入侵报警用PZT陶瓷探测器3 工作频率为0.2,5Hz。薄膜热释电材料可以用溅射法、液相外延等方法制备。有些薄膜的自发极化取向率已接近单晶水平。由于薄膜一般可以做得很薄，因而对于制作高性能的热释电探测器十分有利。 热释电探测器光谱响应范围很宽，可以非致冷工作，已广泛用于辐射测量。由于探测器性能均匀，功耗低，成像型的热释电面阵有很好的应用前景。 3(4 商用红外探测器 3(4(1 红外探测器发展历史 40年代后期到50年代，为提高红外探测器的灵敏度和效应速度，光子探测器得到迅速发展。PbS是第一种实用的红外探测器，可响应至3微米，PbS在二次大战中期间在德国发展起来的，并在战争中得到多种应用。 40年代后期到50年代，发展了多种红外探测器材料，例如利用3,5微米大气窗的PbSe,PbTe 和InSb 材料，它们响应波长都超过了PbS。同时出现了响应在8,14微米大气窗口和14,30微米的长波大气窗口非本征锗器件。 50年代末，首次提出III-V, IV-VI, 和 II-VI族半导体合金的概念，如英国人提出的HgCdTe半导体合金。这种合金允许调整与光谱响应所对应的半导体禁带宽度，满足不同响应波段的需要，是至今应用最广泛的材料。 60年代初，由于光刻技术的应用，产生了第一个非本征锗掺汞长波线列，并应用于红外前视系统。60年代末和70年代初，发展了第一代HgCdTe光导探测器线列。这类探测器允许长波红外前视系统只采用一个单级致冷机，工作温度为80K。这就使系统结构更为紧凑，轻便，功耗也大幅度下降。用于战术应用的光导HgCdTe线列已大批生产了十多年。在此期间得到发展的还有非本征硅器件和利用硅工艺的中波PtSi器件。 第一代探测器线列的每个探测元都有一根独立的信号引线引至室温工作的前置放大器，由于引线必须通过真空杜瓦瓶壁，结构限制了第一代线列的元数必须少于200。英国发明的SPRITE器件，将普通的光导HgCdTe技术和信号的时间延迟积分(TDI)揉合在单个延长的探测元上。尽管只是10元左右的线列，它提供了一代半的技术。 60年代后期，由于硅CCD的发明，使得带焦平面信号读出的第二代探测器阵列的设想成为现实。这种读出结构能多路传输大阵列器件的信号，但是实施时对探测器有阻抗要求。只有InSb、PtSi和HgCdTe那样的光伏探测器和PbSe,PbS之类高阻抗光导器件才能提供与多路传输器的场效应管输入级互连的合适阻抗。由于光导HgCdTe是低阻抗器件，偏置功耗也较大，所以并不合适制成大阵列。因此，70年代后期，甚至整个80年代，HgCdTe技术几乎集中在光伏器件的发展。作为第二代红外探测器标志的二维大阵列有两大类。一类是具有TDI功能的线列结构，用于扫描成像。另一类是面阵结构，用于凝视成像系统。 19 自CCD发明到到带读出电路的红外焦平面探测器的成熟，经历了近20年时间。现在，光子探测器如PbS、PbTe、PtSi 和光伏HgCdTe器件均可制成大阵列，并已商品化。热探测器，如非晶硅热敏器件和热释电器件也已做成商品面阵。尽管探测率不如光子探测器，这种面阵可在室温下工作，只需用一级热电致冷稳定芯片温度和防止热串扰。室温热探测器面阵功耗小，价格低廉，应用十分广泛。 现在，红外传感技术正处于从第一代器件向第二代器件转化的时期。红外焦平面器件功能目前只包含了信号读出。可以预计，红外焦平面技术发展趋势能将红外成像传感器和神经网络信息处理器相结合，具有类似动物眼睛作用的新功能。 3(4(2 商用探测器性能概述 商用光子探测器和热探测器常见的有: 光子探测器 热探测器 本征, PV MCT 热敏 VO 25 Si, Ge 多晶SiGe InGaAs 多晶Si InSb, InAsSb Amorph Si 本征, PC MCT 热电堆 Bi/Sb PbS, PbSe 热释电 Lithium Tantalite (LiTa) 非本征 SiX Lead Zirconium Titanite (PbZT) 光发射 PtSi Barium Strontium Titanite (BST) 量子阱 GaAs/AlGaAs 热容 Bimetals 几种典型红外光子探测器探测率的光谱特性曲线如图所示。使用者不仅要注意探测器的探测率和光谱响应范围，还应注意:光子探测器的光谱响应截止波长越长，探测器工作温度越低。 不同工作温度下一些可制成阵列的探测器材料的光谱截止波长如表: 20 工作温度(K) 300 190 80 1.5,60 致冷方式 室温 四级热电，氟利液氮、焦汤致冷，二级、三级机械 昂13，干冰 单级机械致冷 致冷，液氖， 液氢或液氦 PbS 3.0 3.3 3.6 — PbSe 4.4 5.4 6.5 — InSb 7.0 6.1 5.5 5.0 PtSi — — 4.8 — 光伏HgCdTe 1,3 1,5 3,12 10,16 光导HgCdTe 1,11 3,11 5,25 12,25 非本征硅 — — — 8,32 非本征锗 — — — 7,200 3(4(3 典型光子探测器的性能特点 1) HgCdTe HgCdTe材料有较宽的光谱覆盖范围，其光谱适应性直接与它能生长的合金组分范围有关，这样可对某特定波长的响应最优化。光伏HgCdTe器件的波长一般小于12um，对于3,5um中波红外应用，可以在175,220K温度下工作。这样可以采用热电致冷。对于短波红外应用，可以在更高的温度下工作，甚至室温或室温以上。光伏HgCdTe量子效率较高，不加抗反射镀层的量子效率已超过65,。 已做出的光伏HgCdTe阵列有线列(240，288，480和960元)，带有TDI功能的二维扫描阵列和二维凝视阵列(从32×32元到480×640元)。光伏HgCdTe器件采用液相外延材料，器件表面镀抗反射膜。器件采用直接混成或间接混成结构，即用铟柱实现探测器与读出电路直接或间接软金属互连。光伏HgCdTe阵列技术上日趋成熟，已形成较完整的产品系列。 光导HgCdTe器件在80K下可将响应延伸到25um，但是，探测率还不能象80K工作的短波器件那样达到背景限。在过去10年中，光导器件的增益得到大幅度提高。提高增益有利于减小偏置功率和提高噪声电平。这样在成像系统的电路中，前置放大器的噪声就不再是一个关键的因素。提高增益的另一个好处是大大减少了1/f噪声。一般光导HgCdTe器件1/f噪声的拐点通常在1000Hz，而在高增益情况下，1/f噪声的拐点只有几百赫，甚至更低。目前光导HgCdTe器件仍限于线列，每个探测元的信号都通过杜瓦瓶连接到前放或多路开关，采用焦平面多路传输技术解决光导探测器低阻抗问题的研究至今没有结果。 2) PtSi PtSi 探测器阵列是目前可实用的最大红外图象传感器，已生产的产品方形结构最大面阵可达1024×1024元，矩形结构最大480×640元。还有带16行或4行TDI功能的2048元和4096元长线列器件。PtSi 探测器阵列除铟柱互连的混成结构外，还有将信号处理电路做在探测器/读出芯片四周的单片结构。 PtSi 探测器可以做成大阵列，响应均匀性好，成品率也高，许多PtSi 热象仪现已商售。PtSi的光谱响应或量子效率随波长呈指数衰减，在4,5um光谱区，PtSi器件的量子效率是很低的，通常为0.1%,1%。因此，PtSi不适合在低背景 21 应用场合。 2)InSb 光伏InSb是80K下中波波段性能最佳的一种探测器。InSb材料是高度均匀的材料，再与平面注入工艺相结合能使阵列响应率的均匀性最佳。现已有多种扫描和凝视用InSb阵列产品。 温度增加，InSb的光谱响应向长波方向移动。但随着工作温度的提高，InSb器件的热噪声迅速增加。尽管如此，在高背景下，工作温度升到145K还是可行的。InSb器件对卫星应用是十分有效的，因为在卫星上依靠辐射致冷。 3)非本征硅探测器 非本征硅探测器的光谱响应与杂质(如铟、镓、砷等)的能级以及掺杂浓度有关，精确的长波截止波长是掺杂浓度的函数。非本征硅探测器的性能通常是背景限的，峰值响应处的量子效率通常为10%,50%。非本征硅探测器主要用于低背景天文应用。 4)PbS和 PbSe PbSe是高阻抗光导器件，探测器的阻抗与工作温度、背景通量和化PbS和 学掺杂有关。工作温度从77K,300K均可，随温度增加，其光谱响应向长波方向移动。PbS和 PbSe响应率的不均匀性在3%,10%，量子效率最高可达30,。 PbSe光导器件的高阻抗使得它们可以与CMOS读出电路互连，制成阵PbS和 列的成品率也较高。由于PbSe的1/f噪声显著，77K时，拐点频率300Hz; 200K时在750Hz; 300时可达7kHz,这极大地限制了PbSe器件在成像扫描系统中的应用。 3(5 探测器噪声和低噪声电子设计 3(5(1 噪声 研究噪声的目的是为了了解红外系统所受的限制，这里所说的噪声是指探测器、电路元件产生的随机电起伏。本质上讲，大多数物理量都是不连续的或颗粒状的。例如:电流是由电子流组成的，每一个电子都带有一份独立的电荷。电子通过电路中某一点的速率的随机起伏，就表现为电噪声。 电噪声是一种随机变量，在任一瞬间，随机噪声的幅度和该瞬时前后出现的幅度完全无关，只能用统计的方法去表示某一幅值出现的概率。我们可以用一定时间间隔内，电压(或电流)的均方根差来表示噪声电压(或噪声电流)。即 22 TT11222222 ，，，，v,，，v,v,v,v，，dti,i,i,i,idtnn平均平均平均平均,,TT00 更确切地，可称之为均方根噪声电压或均方根噪声电流。 如果电路中存在两个或更多独立的噪声源，其总效果可将各个噪声源的噪声功率相加，也就是将噪声电压(或噪声电流)的平方相加得到。而噪声电压或噪声电流是不可以直接相加的。 不同类型噪声的功率频谱也不尽相同，可用谱密度来表示。谱密度可表示为单位带宽的噪声功率(噪声电压平方)，也可表示为单位根号带宽内的噪声电压。 2v(f)v(f)nn即或。 ,f,f 3(5(2 探测器噪声的类型 不仅响应率会随辐射频率变化，探测率也会随辐射频率变化。因为 1/21/2(A,f)V(A,f)R*1/2dsd (3.9) D,,,(A,f)dNEPVPVnn *Df 与的关系与探测器噪声的类型有关.对于受白噪声(噪声大小与频率 *Dff无关)限制的探测器, 与的关系和R与的关系有相同的形式.对于受 *Dff其他形式噪声限制的探测器, 与的关系往往与R与的关系不同。 探测器噪声从机理上区分大致有以下几类: 1)Johnson噪声 也称热噪声，存在于所有探测器。一个电阻器就是一个热噪声发生器。热平衡时，电阻元件中的电荷载流子的随机运动在元件两端产生的随机电压。当电阻温度上升时，电荷载流子的平均动能增加，则噪声电压增加。热噪声存在于所有探测器，其噪声电压可表达为: 23 1/2，， V,4kTR,fndd 2Vn,4kTR热噪声的谱密度为 dd,f 在给定温度下，热噪声的噪声电压只与电阻有关，如果噪声源是一个阻抗，则噪声电压只取决与阻抗的电阻部分，而与电容、电感部分无关。噪声电压与带宽的平方根成正比，而与频率高、低无关，即热噪声的谱密度与频率无关，故称之为白噪声。 2)温度噪声 由于熱探测器敏感元件跟周围的辐射交换或与散热片之间的传导交换，使敏感元件的温度发生随机起伏，而引起信号电压的随机起伏，这种噪声称为温度噪声。温度噪声仅在热探测器中能观察到，熱探测器性能的理论极限就是根据温度噪声计算的。 3)1/f噪声 产生的物理机理尚不清楚。1/f噪声对低频段影也称调制噪声或闪烁噪声, n响较大，可用来表征其功率谱，取0.8,2。 1/fn 4)产生,复合噪声 产生,复合噪声是敏感元件电荷载流子的产生率和复合率的统计起伏产生的噪声。这种起伏可以由载流子与光子相互作用或背景光子到达率的随机性而引起。如果背景光子起伏对产生,复合率的起伏起主要贡献，那么这种噪声也称为光子噪声、辐射噪声或背景噪声。产生,复合噪声存在于所有光子探测器，对于光伏探测器，由于只有自由载流子产生率的起伏对噪声有贡献，光伏探测器的Vn值要小倍。 2 5)散弹噪声 这种噪声是由于流过pn结的自由电子和空穴的起伏产生的。表现为微电流脉冲，在外电路中表现为随机噪声或电压，短路噪声电压可表达为: 1/2，，V,R2eI,f nd 通常存在于光伏探测器和薄膜探测器，光导探测器由于没有pn结，所以不存在散弹噪声。 探测器的总噪声是以上各种噪声的均方根，不同类型探测器，在不同频率段，其主导作用的噪声也是不同的。 3(5(3 低噪声电子设计 24 3(5(3(1 噪声系数 噪声系数也叫噪声因素，是器件或电路对于噪声的品质因素。如一个放大电路的增益为G，则它的噪声系数定义为: N/G折算至输入端的等效噪声功率oF,, 源噪声功率Ni N/SS输入端信噪比oii 由于 ，代入上式，得F,, G,输出端信噪比N/SSooi 因为噪声系数是功率比，所以也可用分贝表示，称为对数噪声系数。 NF,10logF 噪声系数是放大器引起得信噪比恶化程度的量度。一个好的放大器是在源噪 F,1声基础上不增加噪声的放大器，其噪声系数，或者说对数噪声系数。NF,0低噪声电子设计的目的是使实际放大器的噪声系数接近这种理想的状态。 探测器输出微弱信号通常需经多级放大，我们可以导出级联网络的噪声系数，以分析系统的最重要的放大源在那里。 和的放大器级联，它们单独使用时噪声系数 设有两级功率增益分别为GG12 NNo1o2F,分别为和,即:F, FF1212GNGN1i11i1 第一级 第二级 G1 G2 NN,NNi1o1i2oT 级联后第一级的输出噪声(即第二级输入噪声)为: N,N,NGFo1i2i111 级联后总输出噪声可认为由两部分组成。第一部分是第一级输出噪声放NoT 大倍后形成的噪声，即 GN,G(NGF)G2i22i1112 第二部分则是第二级放大器增加的噪声。按的定义，当第二级输入噪声为F2 时输出噪声为，由于其中的并不是增加的噪声，必须从NFGNGNFGNi122i12i122i1中扣除，才是第二级放大器增加的额外噪声。因此，级联后总输出噪声为上述两部分噪声之和。 25 N,G(NGF)，G(F,1)N,(FGG，FG,G)NoT2i11122i1112222i1 两级级联电路的噪声系数为 NF,1oT2 F,,F，121GGNG112i1 同样，我们也可导出三级级联电路的噪声系数为 NF,1F,1oT32 F,,F，，1231GGGNGGG112123i1 可得出的结论是:如果第一级增益高时，级联网络的噪声系统主要受第一级噪声的影响。探测器信号放大电路的第一级通常为高增益的低噪声放大器，称为前置放大器，后级主放大器增益较低，对低噪声的要求也较低。 3(5(3(2 最佳源电阻 前置放大电路用于对探测器输出微弱电流或电压信号的放大，通常要求前放 ，即前放输出的信噪比尽量接近探测器输出的信噪比。这样即的噪声系数接近1 前放在放大过程中引入的噪声，相对于探测器噪声而言可以忽略。 为研究前置放大器对探测器输出信噪比的影响，可以建立放大器的噪声模型。即将它等效为一个无噪声放大器，但是在输入端串联一个的零阻抗噪声电压源和并联一个阻抗无穷大的噪声电流源。探测器可视为一个电压源，其EIVnnS源电阻产生的熱噪声用噪声电压源表示。 REst E,4kTR,f ts 这三个噪声源又可用等效输入噪声E表示，即用位于的一个噪声源代替Vnis 所有的系统噪声源。如果E、E、和都是均方根值，不相关的噪声源叠EInitnn 加可将它们的噪声功率简单相加。即为: 26 22222 E,E，E，IRnitnns 这里是接上探测器后放大器输出噪声折算至输入端的等效噪声，与探EEnini 测器噪声之比即放大器的噪声系数，低噪声设计目的是使尽量接近。 EEEtnit 从图中可以看出:放大器噪声系数与源电阻有关。中的放大器噪声在源Eni 电阻较小时主要表现为电压噪声。当源电阻较大时，主要是电流噪声起作用。 当时，总等效输入噪声最靠近熱噪声曲线。此时，放大器在R,R,E/Isoptnn 探测器熱噪声的基础上增加的噪声最小，噪声系数最小。R称为最佳源电阻。opt 最佳源电阻不是功率传输最大时的电阻，它和放大器的输入阻抗没有直接关系，它是由放大器的噪声机构决定的。 3(5(3(3 晶体管噪声 如果不能忽略下一级噪声，前置放大器应提供足够的增益，以抑制下一级噪声的贡献。在这种情况下，输入晶体管是影响读出电路噪声的主要因素。用于低噪声放大的晶体管有双极晶体管(BJT)、结型场效应管(JFET)和金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。MOSFET的工作温度范围、功率和噪声特性较好，许多现代读出集成电路都是由用CMOS工艺制造的MOSFET和其他组件组成。 N型沟道的MOSFET是由注入形成的n型漏区和源区组成，引出漏极和源极。源漏之间由p掺杂硅衬底相隔离，在源区和漏区之间的半导体表面上，有绝缘的介质薄层(通常为SO),引出电极为栅极。正的栅源电压在半导体表面产生电场，2 如果栅电压超过特定阈值，电场将排斥多数载流子空穴，吸引电子，在半导体表面形成很薄的n型导电沟道。P型沟道的MOSFET工作原理相仿，只是采用相反的掺杂和电压。 MOSFET 和JFET的导电机构有所不同，结型的JFET是利用导电沟道之间耗尽区的大小来控制漏极电流，而绝缘栅的MOSFET则是利用感应电荷的多少来改变导电沟道的性质，基本上是没有栅流产生的。 27 一个有噪声的晶体管放大器同样可以等效为输入端串联了一个噪声电压源和并联了一个噪声电流源的无噪声放大器。下图给出了共发射极或共源极BJT、JFET和MOSFET放大器噪声电压、噪声电流的频谱。可以看出，它们的最佳源电阻不同。BJT最低，JFET次之，MOSFET最高。最佳源电阻不同，与之匹配的探测器源电阻的范围也有所不同。 按阻抗可把探测器分为两类:其一为低阻抗探测器(低于10kΩ)，如长波红外HgCdTe光导探测器;其二为高阻抗探测器(大于10kΩ)，如光伏、非本征硅及硅化铂探测器。 对于通常具有10MΩ以上阻抗的光伏探测器，MOSFET的噪声比探测器热噪声小。然而，对阻抗低于100kΩ的探测器，如低电阻的光导探测器，MOSFET并不是最佳选择。在这种情况下，最好选择双极晶体管。 JFET常用于分立元件的放大器中，接小于100MΩ的探测器，即使在室温下，也比MOSFET有更好的性能，并且，因为散粒噪声引起的输入偏置电流随温度降低明显地减小，低温JFET具有较好地低噪声性能，可匹配阻抗大于100MΩ地探测器。 3(5(3(4 常用前置放大器的噪声 前置放大器通常采用电压放大和电流电压放大(互阻抗)两种形式。 28 根据线性网络迭加原理，电压放大器的等效输入噪声电压为: ein 1/22，，,,er2nin,,，，e,，irr,, V/Hzinnins,,r，r,,ins,,，， rr 其中是放大器输入电阻和探测器电阻(源电阻)的并联。 ins 可以看出，放大器噪声电流的影响随源电阻增大而增大，而放大器噪声电压的影响随源电阻增大而减小。因此，设计低噪声电压放大器时，如探测器阻抗较低，应选用噪声电压较低的运放。如探测器阻抗较高，则应选用噪声电流较低的运放。 电流电压放大器的噪声性能一般用等效输入噪声电流来表示。这仅是表达iin 方式不同，上面的结论依然成立。 1/222，，,,,,eirnns,,,,i,，,, A/Hzin,,,,rrrr，，,,insins,,,,，， 在有用的系统带宽内，和可能不是白噪声，自然是频率的函数。因此，ieennin 前置放大器输出的均方根电压噪声应表达为积分形式。 222电压放大器 : ，，，，，，Ve,Afefdfoutnvin, 其中:为放大器的电压增益。 Av 222电流电压放大器: ，，，，，，Vi,Zfifdfoutntin, 其中:为放大器的跨阻。 Zt 对于探测器、放大器组件，总的均方根噪声功率是放大器噪声、探测器噪声和光子噪声功率之和: 29 1/2222 ,,V,V(i)，V(i)，V(i)，...outoutnoutoutphdet 3(6 系统探测灵敏度 3(6(1 系统等效噪声带宽 1)电子学等效噪声带宽 如电子学电路是一阶低通滤波电路，其频率响应为，特征频率为。 H(f)fe0 11 则 其中 为电路时间常数 ,,RCf,,02,2,,RC 特征频率定义的带宽为3dB带宽，由于大于特征频率的噪声对系统性能还是有影响的, 故低通电路的等效噪声带宽为: ,122H, 其中: ,f,D(f)H(f)dfee2,，，1，f/f00 D(f)D(f),1是探测器归一化的噪声功率谱，探测器噪声为白噪声时，。 ,,11ff将代入计算可得: ,,,,,0222,RC4RC 低通电路的等效噪声带宽约为3dB带宽的1.5倍，在计算系统信噪比时，噪声带宽应按等效噪声带宽计。 2)扫描成像系统的等效噪声带宽 扫描成像和凝视成像系统成像过程的传递环节不尽相同，系统噪声噪声带宽的取法也不同。 景物 扫描采样 探测元响应电子学处理 空间频谱 空域滤波 时域滤波 低通滤波 扫描成像系统 对扫描成像系统，当视轴扫过景物时，物方瞬时视场对景物空间采样，可以认为是一个空间低通滤波的过程。设计时，选择的探测器通常有足够快的响应速度，电子学也可以设计有足够的带宽，此时的系统带宽主要取决于空间低通滤波的带宽。 30 假设景物由辐射强弱相间，大小等于成像系统物方瞬时视场的许多单元组成。当瞬时视场扫过一对景物单元时，探测器将产生一个三角波信号。 当等于探测元在一个景物单元上的驻留时间时，信号应达到峰值。 A,td 如果电子频带不够宽，检测到的信号必定小于峰值, 检测值与峰值A之比即信号过程因子。解微分方程，求得上述三角波信号通过RC低通网络后的输出为: t,AARCRC v(t),t,(1,e)o,,dd ,d,,v()RC0dRC,则信号过程因子 ,,1,(1,e),Ad 如果电路的时间常数RC比像元驻留时间小几倍，忽略含指数的项，得 ,d ,,,RC4,f,1dd,,, ,4,,fdd ,f 系统等效噪声灵敏度均与成正比。过程因子太小，采集到的信号远小于, 峰值，过程因子过大，又增加噪声带宽，我们可以求出一个最佳值。一般过程因子可取2/3。代入上式，可得 3(,,2/3),f,系统信号噪声带宽为: 4,d 2311f,,f,,, 而电路3db带宽为: 0,,2,2,dd 由上式确定的系统等效噪声带宽，可用于系统信噪比计算。电子学3db带宽 1取，即等于空间采样的奈奎斯特频率。 2,d 3)凝视成像系统的等效噪声带宽 对选用焦平面器件的凝视系统，通过片上积分电路已对探测器输出低通滤波，此时的系统带宽主要由器件的积分时间决定。 景物 探测元响应片上积分 电子学处理 31 空间频谱 时域滤波 时域滤波 低通滤波 凝视成像系统 x(t) 复位积分电路为大多数焦平面探测器所采用。探测器的电流被电容Cint y(t)积分，输出锯齿状电压。复位积分电路对脉冲电流的响应为宽度等于积分周 h(t)期的矩形波，用表示。 tint H(f)脉冲响应在积分前和积分后均为零。复位积分电路的频率响应应是脉 h(t)冲响应的拉普拉斯变换。即 ,tftsin()intY(f),X(f)H(f)Hf,, 其中 () C,ftint 如果认为积分时间近似等于帧时，噪声频率大于奈奎斯特频率(1/2帧频)便开始衰减，当噪声频率大于帧频时，噪声影响可以忽略。 3(6(2 系统探测概率和虚警率 系统的噪声等效功率可以表示系统的探测能力，但信噪比为1将无法保证 32 探测系统的高探测概率和低虚警率，无论探测系统或是辐射测量系统均要求一定的系统信噪比。现以扫描搜索系统为例，予以说明。 设探测器瞬时视场驻留时间为，目标的宽度正好为一个瞬时视场。则探测td ,f器可视作带宽为匹配滤波器，对混杂了噪声的信号进行低通滤波。 瞬时视场 扫描方向 景物 探测器输出 02ttdd 目标探测可以认为是为对埋入白噪声中的脉冲峰值的检测。是峰值信号电is流，是均方根噪声电流，当滤波器的输出电流，，大于阈值电流时，判为ii，iinsnt有告警目标存在。 1/2,,W1/2,,，，i,W,,f,输出的均方根噪声电流是: n,,2td,, 2,1AHz其中:为输入白噪声的功率谱密度() W 2,,i1t,,FARexp平均虚警率的经典表达式为: ,,2,,2i23tn,,d ，，,,，，ii,i,,11stt,,,,探测概率近似为:P1erf1erfSNR ,，,，,,,,,d,,,,22i2in,,,,n，，,,，， erf其中: 为信噪比， 为误差函数。 SNR,i/isn 33 白噪声电流或电压符合高斯正态分布，分别从图中可看出探测概率、虚警率和阈值门限的关系，根据虚警率可确定阈值门限，一般大于3倍均方根噪声。为有较高探测率，信噪比为5,7。 ,5将以上计算画成曲线，可供查找。如要求，，查得。 SNR,7P,0.99FAR,10d 如将系统探测灵敏度定义为系统能可靠地探测到的最小辐射功率或功率密度，则系统灵敏度除与D*有关外，还与光敏元面积、电子带宽、光学增益有关，为保证系统有较高探测概率、较低虚警率，还应有信噪比要求。 3(6(3 系统等效噪声灵敏度 1)系统等效噪声功率 系统探测灵敏度有两大类定义方法，一类是从为了等效噪声功率角度导出 NE,T的，如遥感仪器长波、中波红外通道的等效噪声温差、等效噪声辐亮度差 NE,N(辐射率差)来表示。而短波、可见通道的灵敏度则用等效噪声反射率差 34 NE,,表示。表述方式虽不同，它们都是从系统的等效噪声功率衍生出来的，而只要将探测器等效噪声功率表达式中带宽视作系统带宽，并考虑光学效率，就可导出系统等效噪声功率。 探测器等效噪声功率为: 1/2(A,f)11d,f 式中:为系统带宽 NEP,,,d,,1/2DD/(A,f)Dd 系统等效噪声功率为: 1/2NEP(A,f)dd 式中:为系统光学效率 ,NEP,,o,,,Doo 2)等效噪声辐亮度差和等效噪声反射率差 系统的等效噪声辐亮度差为: 1/2A,fNEP()d, 式中:为入瞳面积，为瞬时视场立体角 ANE,N,,o,,,A,,A,,Dooo 上式表述的应该是波段的等效噪声辐亮度差，式中的D星也是波段的平均D星，按此定义的等效噪声辐亮度差将与光谱带宽有关。为此，我们可定义等效噪声光谱辐亮度差，这样，不同光谱带宽系统的灵敏度就有可比性。 1/2A,fNE,N()d NE,N,,,,,,,,A,,D,,,oo 针对不同的探测对象和光谱波段，工程上有多种等效噪声灵敏度的表达方式，目的都是易于理解、便于检测。例如:激光探测灵敏度就以单脉冲能量或功率密度的形式给出，则等效噪声功率密度(辐照度)便可表达为: NEP等效噪声功率密度, 式中:为入瞳面积 AoA0 由于航天遥感仪器的短波、可见波段主要接收反射的太阳辐射，其灵敏度可用等效噪声反射率差来表示，即等效噪声辐亮度差与太阳反照率之比。这里太阳反照率是指太阳辐射理想漫反射后产生的辐照度。故 NE,N,NE,, 式中:是大气顶部的太阳辐照度。 HsunH/,sun 显然，如此定义的等效噪声反射率差能更确切地反映在轨运行时的系统灵敏度。 系统探测灵敏度既可用等效噪声辐亮度差表达，也可给定工作波段内的辐亮度，限定最小信噪比。这两种方法并无实质差别，也很容易换算。对使用工作者来说，后者更为直观。 35 3)等效噪声温差 等效噪声温差通常用来表示红外系统在长波或中波波段的探测灵敏度。物体温度、比辐射率的变化都能引起辐射的变化，定义等效噪声温差时，假设目标、背景都是黑体，如两者温差等于等效噪声温差时，系统所接收到的辐亮度差等于系统的噪声等效辐亮度差。或者说，探测器输出的温差信号的信噪比为1。等效噪声温差用或英文缩写NETD表示。 NE,T 根据上节所述，系统的噪声等效辐亮度差为: 1/2A,fNEP()d NE,N,,,,,A,,A,,Dooo 式中:,为瞬时视场立体角，为入瞳面积，大气透过率， A,oo ,f系统带宽， 探测元面积。 Ad ,NT(),2,N(T),(,1,,2),d,工作波段的微分辐射亮度: ,1,,T,T ,NT(),NETD,,,NE,N据定义应有 a,T *,,,AfAD/(),NENd00,,, 则 NETD,2,NT(),NT(),,,,,d,aa,,T,T1, ,,22,NT,WT()(),12,, 将 和 代入上式，可得: A,Dd,,d,oo,,11,,4,T,T, ,Af4d,, NETD ,2,WT()2*,,,,DDd,ao0,,T1, Afd,, 由于和 F,，代入上式并整理，可得: 2Dfo ,Ff4,, NETD ,2,WT()*,,,,DDd,ao0,,T1, 本节推导未考虑信号过程因子，公式中D星是波段平均值。 对于红外前视仪或热像仪都是用于实时观察的仪器，需要建立目标,仪器,人眼之间的联系，以一个整体来评价系统性能。NETD只反映探测器噪声大小，没有把热像仪的温度分辨率和空间分辨率联系起来。实际上，当目标的空间频率 36 变化时，使系统信噪比等于1的温差是不一样的。为了评定人们利用热像仪对不同空间频率进行实时观察时系统的热灵敏度，需要引入最小可分辨温差(MRTD)的概念。 4 作用距离方程 3(6( NE,, 从噪声功率等效角度，我们可用、、和等来表征NE,TNE,NNE,T系统的探测灵敏度。除此之外，也直接用对特定目标的探测能力来表示。如红外搜索系统可用对给定目标的最小探测距离(即作用距离)来表示它的灵敏度。这种表示方法与系统等效噪声灵敏度的定义方法有所不同。首先，必须规定目标的辐射强度。其次，当目标距离等于系统作用距离时，探测器输出有一定的信噪比，这样可保证系统较高的探测概率和较低的虚警率。 搜索告警系统一般用于对远距离目标的探测，故可按点源计算。现推导作用距离方程，为表述简洁起见，所有辐射量都是指系统工作波段内的波段量。 J,a到达系统辐照度为:H ,2l 2,Do,,,,PHAH到达探测器功率为: ,,ooo4 扫描成像系统应考虑信号过程因子，探测器产生的信号电压为: 2,JDoV,,,,,R sao24l VVD,nn由于响应率 ,代入上式，则探测器输出的信噪比为: R,,NEPA,fd 2,DDJ,,,,oaoSNR,V/V, sn24lA,fd 2,DDJ,,,,1/2aoo则作用距离为:, l() ,4AfSNRd 222将A,,f,,FD 代入整理得作用距离方程: do 2,,DDJDDJ,,,,,,,,1/21/2aooaoo,, l()() ,,,4AfSNR4FfSNRd 作用距离方程中: ,J :信号过程因子;:大气透过率, :光学效率，:目标辐射强度; ,,ao F,:系统F数， :系统瞬时视场立体角, :系统光学孔径; Do ,D,f : 探测器波段探测率，系统带宽; 37 :目标探测所需最小信噪比。 SNR 3(7红外阵列探测器 3(7(1焦平面结构 红外探测器有单元、线列(有TDI多列和无TDI单列器件)和二维阵列(面阵)等种类。对于扫描成像系统，整帧图象的获取可以用单元探测器二维扫描。如用线列器件，只需一维扫描即可获取二维图像，帧频较单元扫描高。面阵器件主要用于凝视成像系统。 线列或二维阵列都是通过透明衬底背面光照的，其焦平面结构有: a) 直接混成 探测器通过铟柱直接电学连结到前放阵列。直接混成有较好的可生产性，高密度的凝视或扫描成像阵列探测器通常都用直接混成的焦平面结构。直接混成需要在每个探测器下为读出前放和相应电路留出足够的单元面积，因此，功能受到较大限制。 b) 间接混成 间接混成是用一块电路板把一个或多个探测器连接到一个或多个ROIC上。因为电路尺寸不再受探测器下部有限空间的限制，尺寸较大、功能更完善的前放和信号处理电路可以在间接读出电路的较大单元中制造。间接混成也可以减小探测器与ROIC材料间的热失配引起的应力。大线列通常用间接混成结构。 c) 单片结构 把探测器和读出电路集成在一起，信号处理电路装在探测器周围，用引线焊接到探测器上。由于探测器光敏面积受到周围读出电路限制，探测器的占空因子较小。 d) Z技术 从结构上看，每一像元的信号处理区域在垂直方向上大大延伸了，极薄的读出芯片叠堆并粘接在一起，探测器阵列用铟柱连到端面上。这种结构对增加焦平面器件的信号处理功能很有好处，但是，Z技术目前尚未成熟。 e) 环孔技术 环孔技术把探测器材料粘接到硅读出芯片，再将探测器材料减薄。探测单元通常是二极管或MIS器件，它们通过环孔与底层的读出电路连接。 38 线阵或面阵响应率的均匀性和动态范围对成像系统尤为重要。非均匀校正要求大量额外的信息处理，还要损失器件的动态范围。不能完全被校正的不均匀性称为残余不均匀性，它将限制成像系统的信噪比。器件的每个象元在积分时间内存贮的电荷等于光子通量乘以量子效率。电荷存贮容量本身是探测器结构、象元尺寸和间距、以及工作条件的复杂函数，而读出电荷的储存能力限制了动态范围的上限。 3(7(2 读出集成电路 读出集成电路(ROIC)是把焦平面的各种功能集成在单一的半导体芯片中的高集成度电路。其基本功能是进行红外探测器信号的转换、放大以及多路传输，即将数据从许多探测器端依次传输到最少的输出端。ROIC 的每个单元有特定的探测器、放大器和多路开关。ROIC通常用一般的硅集成工艺制造，最常用的是COMS(互补金属氧化物硅)工艺，可使目前传感器达到较高的分辨率和灵敏度。大阵列探测器与ROIC连接后，形成传感器芯片组件(SCA)。 大多数ROIC的前置放大器都是在一定的积分时间内对探测器的光生电流进行电荷积累。电荷可以储存在积分电容中或CCD的“桶”(势阱)中，形成信号，此信号被周期性地采样，前置放大后多路传输出去。然后，积分电容复位，再开始下一次积分。以下为常用的几种读出电路结构: 39 a) 自积分电路(SI) 自积分形式的电路最简单，在给定的一帧时间内，光生电荷直接在探测器两端的电容上积分，然后通过多路传输器周期性地传出单元电路。每帧结束，多路传输器对积分电容复位。 b) 加缓冲放大的自积分电路(SFD) 可在SI上加缓冲放大器，通常在每个探测器后加一个MOSFET源跟随器。当探测器电流在输入端积分时，SI和SFD中的探测器偏置电压将发生变化。由于大多数探测器的信号特性随偏置变化，因此，探测器偏置的变化将引起非线性的信号输出。此外，在SI 和SFD的单元电路内都不提供信号增益。 c) 电容反馈跨阻放大器(CTIA) 在高增益放大器的反相端引入电容反馈，使探测器电荷在反馈电容上积分，而不是在探测器两端的电容上积分，这样可使探测器偏置稳定，进而可得到线性更好的信号传递函数。因为其增益是通过反馈电容而不是探测器两端的杂散电容来实现的，CTIA可在多路传输前进行信号放大。其缺点是CTIS比SI、SFD所占的面积大。 d) 直接注入电路(DI) 通过MOSFET的源极提供一个低阻抗的探测器接口，使探测器偏置恒定。光生电荷在MOSFET的漏极电容上积分。DI不适合用于低光子通量的情况，因为探测器电流较低时，输入阻抗增加，导致偏置不稳。另外，每一积分周期后DI的输出端无复位，前一帧的电荷会被下一帧积分，从而使频率响应降低。 e) 反馈增强DI(FEDI) 与DI电路的差别是在探测器一端和MOSFET栅极间引入一反相放大器，进一步降低输入阻抗。 f) 电流镜像电路(CM) g) 电阻负载电路(RL) 由于尺寸限制，当辐射量很高时，单元电路的电容不可能收集所有光生电流，因此积分前，光电流必须按比例减小。CM和RL电路都具有这样的功能，CM电路中，光敏元的负载是MOSFET。RL电路中，负载是电阻。电容上积分的电流只是 40 从场效应管漏极中感应的一个更小的电流。CM和RL电路均存在和DI电路一样的频率响应和探测器偏置稳定性问题。 h) 电阻反馈跨阻放大器(RTIA) 即电流,电压放大器，可产生与探测器电流成正比的连续输出电压。为了提供可与CTIA相比的增益，需要较大反馈电阻。而大电阻需要相应单元面积，同时会引起高的1/f噪声和漂移。 3(7(3 读出集成电路的前置放大器 3(7(3(1 电阻反馈跨阻抗放大器(RTIA) RTIA对探测器信号进行电流,电压放大，通常用分立元件构成，而不是集成电路结构，在探测单元较少的系统中很有用。RTIA常用于光伏探测器，它不对信号电荷积分，而是连续输出与输入(光子)电流成正比的信号，送至采样/保持和多路传输电路。 设计RTIA时，首先应适当选择反馈电阻。电阻的大小既要为系统提供适当增益，也应使其热噪声的贡献最小。 1/2,,kTf4,,,反馈电阻注入输入节点的噪声电流为: i,Rfb,,Rfb,, 如探测器热噪声是主要噪声源，应要求反馈电阻噪声小于探测器的热噪声， TRfb即 R> Rfb0Tdet 如果光生噪声大于探测器热噪声，应要求反馈电阻的噪声电流小于光生噪声电流小。 2kTRfb1/2，，i,2qI,f由于 要求R> phphfbqIph 从上面分析可以看出:选择较大的反馈电阻可限制它对总噪声的贡献。另外，增益较高也有利于减小对后面电路噪声源的影响。但是，反馈电阻过大将使信号容易饱和。 在选定RTIA的反馈电阻后，设计的重点是选择低噪声差分放大器。跨阻放大器的主要噪声源包括光子噪声、探测器噪声、反馈电阻噪声和晶体管噪声等。放大器的总输入噪声电流可表达为: 2222，，i,i，i，i，i inphdetnen 放大器散弹噪声取决于输入晶体管的输入偏置电流，它的计算与光生噪声的计算相同。当输入偏置电流远小于光电流时，散弹噪声并不重要。 将晶体管输入噪声电压除以反馈电阻和探测器电阻的并联可以得到，einen即等效折算后的噪声电流。对JFET和MOSFET噪声电压主要表现为沟道噪声和 41 1/f噪声。 3(7(3(2电容反馈跨阻抗放大器(CTIA) 前置放大器分两类。一类可放大或产生连续的信号输出电压，如上节介绍的跨阻放大器，另一类传感器通常称为积分复位器。电容反馈跨阻抗放大器(CTIA)能提供稳定的探测器偏置、高光电流注入效率、高增益和低噪声，总体性能超过大多数跨阻放大器。而且，CTIA容易被集成到硅集成电路中，并具有优于大多数其他复位积分器的高频响应和高调制传递函数。 由于放大器的开环增益高达数百至数万，光生电荷在差分放大器的输入的差模节点只引起微小的变化。当探测器电流在整帧时间内积累时，在输出端的结果是一个斜坡。在积分结束时，输出电压被采样，并被多路传输到输出视频驱动电路。反馈电容两端周期性关闭，以达到复位目的。 假设放大器增益很大，则 ITdetint V ,,,0in，，CA1，fbV 较为合理的开环增益可为探测器提供一个稳定的偏压，进而提供一个高线性的放大器输出: AItItVdetintdetint V,,out，，C1，ACfbVfb 大多数CTIA都采用集成在单元电路中的相关双采样电路(CDS)，以减少1/f低频噪声和漂移，并消除由反馈电容复位引起的热噪声。而且，常常用采样保持电路存贮CDS电路在积分结束时的值，在下一帧数据积分期间，这些存贮值被连 42 续地多路传输至视频驱动电路。 3(7(3(3直接注入电路 直接注入电路被用作CCD的输入已有许多年了，这种读出结构在单元电路中只需很小面积。与自积分电路相比，也许是第二种简单的电路。自积分的光生电荷在单元中的杂散电容上积分，此电容主要由探测器电容形成，但也包括互连和MOSFET开关的杂散电容。自积分的主要缺点是:如果积分时间较长，随着光生电荷在探测器中的分流，探测器将正向偏置，从而导致非线性响应和附加的探测器散弹噪声。 直接注入电路的光电流通过输入晶体管的源极被注入到一个积分电容之中，此电容在一帧图象积分之前被复位。直接注入和CTIA的增益都由积分电容设定。此电容相当小，且不取决于探测器电容。积分电容可用源极跟随器缓冲，以提供电压模式输出。在采用CCD的情况下，所积累的光电荷被时钟驱动到CCD的感应栅或浮置扩散端，感应栅或浮置扩散端的电容值决定了增益大小。 为了减小探测器噪声，所有探测元一致维持近似零电压偏置是很重要的，对长波探测器反偏时暗电流很大。直接注入的电路结构为探测器提供了低阻抗通道，这样就提供了一个稳定的探测器偏置和较高的光电流注入效率。如果直接注入的输入阻抗太高，探测器的一部分光电流将被分流，不能注入到MOSFET，信噪比就会损失。 3(7(4 片上信号处理 芯片上进行信号处理的地方可在单元电路内，或在视频输出前的多路传输器内。最常用的信号处理是频带限制(由复位积分电路放大器提供)、采样与保持和时间延迟积分。 43 3(7(4(1 采样与保持 传感器的所有探测元经常是同时积分的，采用采样保持电路可以在一帧结束时采集前一帧的图象信号，并暂时存贮起来，用于随后多路传输器的读出。采样与保持最简单的组成形式是MOSFET采样开关、保持电容和增益为1的缓冲放大器。 采样保持电路的设计关键是保持时间和噪声。保持时间由保持电容的充电和放电所需的时间决定，输出缓冲器必须能驱动多路传输器的总线电容。采样保持电路的噪声主要由保持电容的热噪声决定，一般电容热噪声要小于前置放大器的输出噪声，因此，采样与保持电路增加的噪声是很小的。 3(7(4(2 相关双采样 漂移和1/f噪声常常是读出前置放大器的主要噪声来源。为了达到更低的噪声和更高的绝对精度，在复位积分器开始积分时可用相关双采样周期性地重校放大器电路或重复调零。 在探测器复位后，光电荷积分开始前，由于漂移等原因，前放输出会有初始电压 。箝位开关和电容的作用可将输出箝位至固定电平，这种箝位不影响光电荷积分的最终结果。然而，开始积分时的补偿电压或漂移都从最终结果中去除了。 相关双采样(CDS)实际上对每个象素进行了两次采样，一次在每帧图象的开始，另一次在每帧图象的结束并得到差值。这种处理可以在集成芯片的单元电路中完成，也可以在焦平面外的数字处理中完成。 44 应该指出:相关双采样减少或消除了低频噪声，但是高频噪声却增加了。这是因为初始采样值和最终采样值中都含有直流补偿、低频漂移和高频噪声。由于两次采样在很短时间内进行，两次采样的补偿和漂移部分没有很大变化，所以在相减处理中被消除。而高频噪声在两次采样中变化很大，且互不相似或不相关，最后结果是这两个互不相关的高频分量的相加。 3(7(4(3 时间,延迟积分 单元探测器或线列探测器用于成像系统时，均是从视场的一边扫描到另一边，以产生一幅完整的图象。决定探测器响应的曝光时间受到象元驻留时间的限制。或者说探测元看到景像中某点的等效时间的限制。如果需要的扫描时间短，景像分辨率高，或扫描视场大，则单个探测元的曝光时间将趋于减小。 如果一个线列探测器由N列组成，各列依次扫过同一个空间线视场。如将第一列图象延迟后与第二列图象逐元相加，然后再延迟与其后的各列图象逐元相加。N列迭加的结果可产生N倍的信号电平，而噪声仅增加倍，这样系统的N 信噪比可增加倍。时间,延迟积分(TDI)通过N元串扫，可以增加积分时N 间，但不损失空间分辨率，使系统信噪比得到改善。 TDI可以在焦平面外或读出集成电路上实现。就芯片上的TDI而言，每一列都需要临时帧存储，还需要一个用来传输信号的多路传输器，目前最普遍的办法是用一个CCD。 CCD将TDI中的一个探测元的信号电荷传输到下一个探测元，并和第二个探测元的电荷积累在一起。两个探测元之间的传输时间提供了必要的延迟，以便和下一个探测元的信号同步。信号经视频放大器缓冲后输出，在此之前，CCD积累 45 了所有TDI探测元的信号电荷。这里CCD同时提供了TDI和多路传输功能。 3(7(5 数据多路传输器 多路传输器(MUX)将来自数十至成百上千的探测元信号依次传输到读出电路的单个输出端。 最常用的多路传输器形式有: a) CCD ,它利用一系列连续的转移势阱，将电荷传输到浮置栅或扩散区。 b) MOSFET开关，利用一套顺序接通的开关，将探测元信号连接至总线。 3(7(5(1 CCD多路传输器 1970年，CCD的发明使光电子工业步入高密度多元固态焦平面领域。下面简单描述CCD在读出集成电路中的应用。 CCD的基础是提供电荷存储和沿半导体表面的转移。光生电荷被载流子吸引力控制，移到MOSFET的栅极和半导体衬底之间建立的电场中。如果栅压大于阈值，则在栅下区域产生存储少数载流子电荷的势阱。栅下存储势阱被认为是“桶”，当栅压撤消时，电荷存储势阱消失，就像桶被倒空一样。光生电荷通过相邻扩散区或栅结构注入CCD中。 以三相CCD多路传输器为例。电荷(对P型半导体，少数载流子为电子)趋于流向最高表面电势，此时，表面电势由正栅偏置φ控制，实际上电荷被存储1 在靠近半导体表面的薄层中，用图解方式表示为一个“桶”。增加φ的电势，2以吸引第一栅极下的电荷。将φ的电压减少倒零，强迫靠近半导体表面的电荷1 流入φ下的势阱。这一过程在φ和φ之间重复，实现信号电荷包的转移。在223 转移过程中，CCD必须提供信号电荷包之间的隔离。 电荷转移效率，即电荷从CCD的一个单元转移到下一个单元的比率，是CCD的一个重要参数。不完全转移引起的电荷损失能导致信号下降，或者因为被损失的电荷出现在下一个电荷包中而导致串音。 CCD的输入电路包括自积分、直接注入等电荷放大电路。通过CCD末端的扩散区，可使CCD的输出电荷转移到源极跟随器的栅极上。源极跟随器的栅极必须在下一个信号到达之前复位。 46 3(7(5(2 场效应开关型多路传输器 对于连接电压模式前置放大器的读出电路，MOSFET开关型多路传输器比以电荷方式工作的CCD多路传输器更为简单。如凝视阵列可用两个多路开关，一个用于行多路传输，另一个用于列多路传输。输出顺序为:第一行的第一象素到第一行的最后一个象素，接着是第二行的第一象素到第二行的最后一个象素，以此类推。 多路开关的寻址方式可以直接寻址，也可扫描寻址。直接寻址的多路传输器需要多条地址线，可以随机寻访焦平面中的任意一元，这种方式不常用。扫描寻址只需要引入复位、采样保持和时钟等信号，由芯片内部地址计数，顺序接通各个单元。扫描多路传输器易于集成到读出电路，大焦平面所需的输入、输出线已减少到10条以下。 3(7(6 焦平面器件的灵敏度参数 * D可以用来衡量探测器工艺的好坏，但并不适合用来表征传感器芯片组件的性能。衡量读出灵敏度最常用的参数是噪声等效电荷(NEC)，即一帧时间内(或数据采样过程中)积累的噪声电子数。对于用积分电容积累电荷的读出电路，NEC是积分电容器上的噪声等效电荷。因此，NEC需要标明帧速。 表示传感器芯片组件灵敏度的最常用的参数还是噪声等效辐照度NEI 或噪声等效温差NEDT 。 -2-1NEI多用于辐射计和光子计数器，单位为:ph(cm(s。NEDT则用于热成像系统，单位为K。NEI 与NEC的换算关系为: NEC-2-1,NEI (ph(cm(s) ,Atdetint 式中: ,探测器量子效率; , ,探测器光敏面面积; Adet t,光电荷积累所用的积分时间; int 47 对于光子积分式探测器，电荷累积时间即积分时间，积分器在复位前，周期性地读出，积分器地传递函数会降低噪声功率带宽。NEC 主要取决于噪声电流和积分时间。 itdetintNEC, ( e) q 可以从理论上估算光子积分式探测器的噪声电流，如光伏探测器在反偏状态下工作，探测器主要噪声为散弹噪声，可有: 1/2,,qI1/2d,,，， i,2qI,f, (Arms) ddet,,t,,int 式中: ,电子电荷量; q ,探测器反偏的暗电流; Id ,f ,测量带宽。 对于近零偏压下工作的探测器，可忽略暗电流，探测器主要噪声为热噪声， 有: 1/21/2,,,,4kT,f2kTdetdet,,,, i,, (Arms) det,,,,RRt00int,,,, 式中: ,探测器工作温度; Tdet ,零偏压时小信号探测器电阻。 R0 带读出电路后组件的NEI是由探测器、读出电路两部分组成的。 222NEI,NEI，NEI sysdetro 对于固定的积分时间，可按同样方法计算读出电路的,但必须注意:NEIro读出电路的输出噪声电流应包括放大器噪声电流和放大器噪声电压的贡献。 1/22，，,,en2,,,,I,i， ron,,rr,,indet,,，， 3(7(7 焦平面器件动态范围 动态范围通常定义为最大非饱和光通量除以最小特定背景下的测量值，即: QsatDR, NEI 动态范围也可用分贝表示。 计算焦平面的典型动态范围可用最大输出电压除以基准输出噪声，通常动 48 态范围为60,80dB。要获得大的动态范围，必须增加信号的饱和值和尽可能减小基准噪声。对给定的读出集成电路，最大输出电压主要受限于积分电路本身，可以采用自动增益开关、减少积分时间等方法增大信号。最小基准噪声包含外部电磁干扰噪声以及前置放大器、多路传输噪声和输出驱动电路噪声等。 最小输出噪声与多路传输数据速率是有关的，因为对于白噪声，均方根噪声值与带宽的平方根成正比，高数据率的多路传输需要较大的带宽。因此，一种增加动态范围的技术是通过减少多路传输到单个信号输出端的元数，然后增加读出端的总数以减少相应带宽(数据速率)，因而也就减少每个输出端的噪声。 最小输出噪声与多路传输速率之间的一般趋势如图。图中表示:在1Mhz数据率时，焦平面的分辨率降至12,13比特，在5Mhz数据率时，焦平面的分辨率降至10,11比特。 3(7(8红外焦平面探测器实例分析 3(7(8(1 光伏型红外焦平面线列 1) 性能概述 法国SOFRADIR公司的TL003(长波)、TM003(中波)是以光伏碲镉汞为材料的红外焦平面器件，探测器通过铟柱连接至硅读出电路，与一个致冷量0.4W 斯特林微型制冷机一起封装在金属杜瓦内。 49 器件的主要技术参数如下: 项目 长波器件TL003 中波器件TM003 波段(,m) 7.7,10.3 3.7,4.8 冷屏F数 1 1 *1/2-11011平均峰值D(cm?Hz?W) 9×10 3.7×10 *1/2-11011最低峰值D(cm?Hz?W) 3×10 1.8×10 平均NETD(mK) 25 40 预冷时间(分钟) 6 4 工作温度(K) 90 130 制冷量(W) 0.4 0.4 重量(g) 650 650 功耗(W) 11 11 表3 法国SOFRADIR公司288×4元器件主要技术参数 2)焦平面结构和读出电路 探测器阵列为二维288×4元结构，如图所示。每个探测元(像元)均为有独立的输入级的光伏二极管。即垂直于扫描方向有288个通道，奇数通道和偶数通道分别为144个。每个通道在沿扫描方向有4个像元，通过读出电路实现时间延时积分(TDI)。 50 同一通道的TDI功能和多个通道信号的多路开关切换是由读出电路采用CCD技术实现的。 每个通道的四个像元依次扫过同一个目标点时，产生的信号电荷可通过一个4相11级的CCD传输并累加，从而实现TDI功能。每18个通道的TDI输出经CCD多路开关切换成一路模拟输出。通道数据的输出速率受到CCD传输速度的限制，每个通道的最高数据速率为1Mhz。故采用多路并行输出的办法，该器件共有16 51 路模拟输出，其中奇数通道、偶数通道各有8路输出。 3)运行模式 由于本器件探测像元的光生电荷是直接注入至CCD势阱的，容易引起信号饱和，这就产生了器件探测灵敏度和动态范围的矛盾。为此，读出电路允许用户改变积分时间，并选择运行模式。改变积分时间即改变注入CCD势阱的电荷量。改变CCD两个控制栅的电平，器件可处于不同运行模式，对注入的总电荷进行比例分配、比例分配加撇除后取部分电荷输出，或不作变动全部输出。 图中偏置栅GPOL为所有光伏二极管提供偏压，栅极C1、C2可控制输入信号电荷的存贮，C1、C2的电平决定了势阱的深度，势阱也可形象地理解为电荷的存贮池，势阱深度即存贮池的深度。PH PART栅极相当于在C1、C2存贮池之间设置了隔板，在积分时间内，PH PART的控制脉冲为高电平，隔板打开，电荷存于C1、C2存贮池中。PH PART 脉冲为低时，隔板关闭，积分周期结束将C2的电荷传输至TDI级。PH PART 高电平脉宽越宽，隔板打开越长，C2存贮的电荷就越多。因此，PH PART 高电平的脉宽即为积分时间。 传输栅PH T的原理与此相仿，积分周期结束时，PH T脉冲为高，C2与PH TDI1之间隔板打开，电荷传输至第一级TDI的势阱中。因此，改变C1、C2控制电平的相对大小可对注入的总电荷进行比例分配、比例分配加撇除等运算，或不作任何运算(无比例分配无撇除)，即有三种运行模式。这三种模式运行时，非饱和的最大可存贮电荷量各不相同。归纳如下: 模式 C1 C2 功能 最大电荷量 (V) (V) (pC) 1 5 5 比例分配 1.3 2 5,9.5 5 撇除加比例分配 2.4 3 2.5 6.5 无比例分配/无撇除 0.4 C1、C2所加的电平决定了它的势阱深度。模式1中，C1、C2加同样电平， 52 势阱深度相等，但C1电容约为C2的3倍，输出电荷与输入总电荷按1:4的比例分配。模式2中，C1势阱比C2深，输出电荷为总电荷撇除部分后再按比例分配，故这种模式电荷存贮量最大。而模式3中，C2势阱比C1深，电荷几乎全部存于C2的势阱中，既无撇除又无比例分配，它的电荷存贮量最少。 4) TDI技术 读出电路有一个4相11级的CCD，可用于传输并累加光生电荷。在一个积分周期(一帧时间)结束时，每个通道的4个像元的输入级分别向TDI的第1级、第4级、第7级、第10级注入上一帧的光生电荷后，各自开始下一帧的积分。第1帧结束时，各级电荷均向第11级(输出级)方向移动了1级，输出级的电荷则转移至多路开关MUX的输入级。 第4级、第7级、第10级光生电荷是在上一帧转移电荷基础上注入的，是一种电荷的累加。因此，最后转移到输出级的电荷是延时9帧的,1像元电荷、延时6帧的,3像元电荷、延时3帧的,3像元电荷、以及当前帧的,4像元电荷。 对TDI器件，机、电同步至关重要。本器件像元的中心距为43um,TDI方向的尺寸为25um，器件有1.72采样重迭率。为使四个像元数据空间配准，即保证输出信号是空间同一点数据的迭加，根据系统光机扫描的速度可算出焦平面信号读出的帧时。 例如:有一个全方位的红外搜索系统，方位转速80转/分，系统焦距75mm，为满足机、电同步，焦面上被扫目标的像点在3帧时间移动的距离应等于像元的中心距43um。即 2n, d,，3T，fframe60 ,310d10，43，10,6T,,,22.8，10sec frame,nf3.14，80，75 以上仅是静态计算，动态分析要计及扫描速度稳定性和目标移动。 53 ,1 ,2 ,3 ,4 周期1 结束 周期2 开始 周期2 结束 周期4 结束 ,,延时,次,,延时6次,,延时9次 ，,2 ，,2延时3次 ，,2延时6次 结束 ，,3 ，,3延时3次 ，,4 54 焦平面器件用CCD读出，数据率高，运行方式灵活，但是需要提供5个模拟 时钟脉冲时序。相比之下，CMOS读出的焦平面器件的使低纹波偏置电源和13个 用要简单、方便得多。 3(7(8(2 热敏型室温焦平面面阵 )性能概述 1 我们拟以法国SOFRADIR公司的ML073作为热敏型室温焦平面面阵的范例。ML073用非晶硅材料制成，工作波段为8,14um，焦平面阵列为320×240像元，探测器与读出电路用微桥联结。 ML073封装在小型化的金属壳体内，中间抽成真空，保持光敏元之间的熱隔离状态，不会出现可见光CCD面阵那样的“光晕”现象，即亮点的能量向四周扩散形成亮斑。通常也室温器件称之为非致冷器件，非致冷器件并不意味着不需要致冷器。为减少熱串扰，热敏面阵、或者热释电面阵都需要用热电致冷来保持探测器运行温度的恒定，只是它们不需要致冷至低温而已。ML073使用了一级热电致冷，建议工作温度为30?。 55 2)温度灵敏度 熱探测器的探测率与光子探测器约有2个数量级之差，可从两个方面提高温度灵敏度，一个途径是尽量延伸器件光谱响应的长波限。低温工作的光子探测器长波限较短。如碲镉汞面阵(77K)的长波限不超过9.5微米，长波限达11微米的碲镉汞面阵需要致冷至70K，致冷功率较大。原理上讲，熱探测器应当有相当宽的光谱响应范围，延伸至14微米以上并无困难，主要困难在于探光敏材料在长波段的吸收率。ML073光敏材料为非晶硅，在熱红外波段吸收率并不高。因此，在光敏元与R,100,反射器之间设置了λ/4的间隔，起到抗反射效果。设计的间隔可保证对12um长波辐射的反射损失小于3,，在8,14um波段有较均匀的高吸收率。由于干涉效应，小于4um波段的光谱响应起伏很大。器件窗口已镀短波截止滤光膜，滤除小于8um的辐射。 提高系统温度灵敏度另一办法是选用低F数的光学系统。光子探测器为减少背景噪声，都需要设置冷屏。受到杜瓦尺寸限制，接收孔径角不能很大，因此系统F数都比较大。而室温焦平面面阵无此类限制，目前商用系统配F/0.8红外镜头，NETD约80,100mK。虽然,与致冷光探测器面阵的热象仪NETD达25,40mK相比，温度灵敏度较低，但室温焦平面面阵有价格低、可靠性高、功耗省等优点，这些都是低温工作的光子探测器所不具备的。 56 3) 焦平面结构和读出电路 列切换 ML073采用CMOS多路开关读出方式，输出的数据帧按行的顺序依次排列，共240行。每行有320个像元数据，按列的顺序排列，由列多路开关切换。 像元的输入级是由非晶硅热敏电阻、场效应管构成的电流源，场效应管栅极加偏置电压FID，调节FID可改变电流输出，即改变信号动态范围的幅度。同列的240个像元分时共用一个电容反馈的电流电压放大器TIA。TIA对信号电流进行积分，最大积分时间近似等于行周期，行周期结束时采样并保持积分结果，积分结果逐行更新。调节V ，可给放大器TIA输入不同偏流，将动态范围做上EBSAGE 下移动。 这种读出方式称为行波式读出，即电扫描扫至第N行时，第N行像元的信号电流被积分，与此同时，输出第(N-1)行像元的积分结果，依次类推。不同列的像元信号同时积分，但是同一列像元信号并不同时积分，任何一个像元的最大积分时间都小于行周期。这一特点在计算系统信噪比时应予注意，另外，用行波式读出的面阵器件检测瞬态目标时，很容易出现漏检。 57 3(8 红外探测器制冷方式 大多数光子探测器只有在低温下才有较高的信噪比和探测率、较长的响应波长和较短的响应时间，因此，介绍一下各类致冷器的原理和适用范围是十分必要的。从原理上讲，致冷器有以下种类: 1)利用相变原理 把致冷剂(如液态空气、液氮、固体甲烷、固体氩和干冰等)装在绝热良好的杜瓦瓶中，当有热负载时，致冷剂由液相变为气相或由固相升华为气相而排掉。利用这种原理制成的致冷器有杜瓦瓶和固体致冷器。液氮杜瓦瓶可将探测器致冷至77K。在这类致冷器中，不再收集并重新利用自负载吸收热量后的致冷剂。 2) 利用高压气体节流效应 根据焦耳,汤姆逊效应，当高压气体低于本身的转换温度并通过一个很小的孔节流膨胀变成低压时，节流后的气体就产生温度降。低压回气经逆流式热交换器，预冷进来的气体，直到气体离开节流阀被液化时为止。 节流致冷工作原理如图: 高压气体 逆流式 节流阀 热负载 热交换器 低压气体 节流式致冷器也称焦耳,汤姆逊致冷器，分开循环和闭循环两种。开式式由高压钢瓶进气，并把回气放空。闭式是由压缩机供给高压进气，低压回气再送至压缩机形成闭合系统。开式只适合短时间使用，如导引头探测器致冷。 节流式致冷器可以是一级的(使用一种气体)，也可以是双级的(使用两种气体)。用室温氮气作工质的一级节流致冷器可达77K低温。用第一级氮气节流后的冷量冷却第二级的进气,氖气的双级节流致冷器可达30K低温。 58 3)压缩气体等熵绝热膨胀作外功来致冷 属于这一类的致冷器有ST致冷器、G-M致冷器、VM致冷器、BR(或RR) 致冷器。 ST致冷器: ST致冷器是闭循环机械式致冷系统，由压缩器、膨胀器和 电子装置等主要部件组成。工作介质为氦气。ST致冷器由于有活塞高速运动， 振动噪声较大。ST致冷器有分置式的，压缩器和膨胀器用直线电机驱动，冷 W。分置的好处却工质用金属细管与装有探测器的杜瓦相连，致冷量可达1 是避免冷端振动，工作寿命约5000小时。为结构紧凑，也有将致冷器和杜瓦 做成一体的，旋转式电机驱动，机械噪声较大，工作寿命约3000小时。 G-M致冷器: G-M致冷器的特点是将压缩和膨胀部分分开，然后用管道 和阀门连接起来成为一个闭合系统。这样，振动噪声小，寿命长(5000小时 以上)，但体积较大。 VM致冷器 :VM致冷器的原理与 ST致冷器相似，但是ST致冷器是利用 机械方式通过活塞运动取得循环过程中的压力变化，而VM致冷器是通过加热 一部分处于热空间的工质取得循环过程中的压力变化，也就是说，用热压缩 来代替机械压缩。因此，VM致冷器的寿命比ST致冷器大一个数量级，可达 几年，这对于致冷长寿命卫星中的红外探测器来说是很合适的。由于不用机 械压缩，简单可靠，振动噪声小，可用太阳能、核能、化学能、电能等作热 能输入，其体积、重量、温度、冷量都比其他同类致冷器好。 BR(RR)致冷器:BR致冷器采用空气轴承，可减少摩擦，提高寿命，增 加转速，通常转速可达50万转/分。RR致冷器的工作原理仍为BR循环，但 采用旋转和往复混合的结构。 4)利用辐射热交换来致冷 这是红外探测器应用于宇宙空间这个特殊环境所形成的一种致冷方法。在太空环境下，一个热物体可以同3K左右的深冷空间进行辐射热交换而使热物体逐渐冷却。辐射致冷器使一种被动式的致冷器，它不需要外加能源，无运动部件，寿命长，功耗小。辐射致冷器的致冷量较小，约为10,100毫瓦，一级辐射致冷器只能达到100K以上温度。辐射致冷器的热负荷中，探测器的热负荷只占1/10，其余为光、机、电的热负荷，因此减少光、机、电的热负荷十分重要。另外，设计辐射致冷器时，既要冷片的热量辐射到太空中去，又要防止太阳、地球等热源进入辐射致冷器的视场。 5)温差电致冷 由物理学中的Peltier 效应可知:如果把两种导体连结成电偶对，当有直流电通过电偶对时，将在电偶对的两端产生温差。改变电流的方向，可产生加热效应或是致冷响应。一般导体的Peltier 效应是不显著的，如果用两块N型和P型的半导体作电偶对，就会产生十分显著的温差效应。因此，温差电致冷又叫半导体致冷，或热电致冷。半导体致冷器就是利用这一原理制成的。一级半导体致冷可获得大约60K温差。为了达到更低的温度，可把几个热电偶串连起来， 59 即把一个热电偶的热结与下一个热电偶的冷结构成良好的热接触。半导体致冷尽管致冷温度不低，但结构简单，控制方便，致冷效率不低，在许多非致冷探测器中有广泛应用，对提高探测率，温度响应元温度，减少非致冷焦平面器件响应元之间的热串扰起着重要作用。 60