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光电技术系 毕业生文献 光接收器性能评估 作者姓名： 李 杨 申请学位专业： 电子科学与技术 申请学位类别： 工学学士 指导教师姓名（职称）： 侯俊勇（副教授） 论文提交日期： 2008年6月10日 光接收器性能评估 在光传送系统中，在作系统功率预算时一个很重要的参数是光接收器灵敏度，定义为给定误码率(BER)下的最低平均光功率。要出一个好的光接收器，准确理解将会影响接收器总体灵敏度的各种不同参数非常重要。本文深入分析了整个接收器的光灵敏度，以及在幅度和定时两个方向上，由于随机噪声和符号间干扰(ISI)的累积，而造成的潜在功率损失。分析是基于标准的接收器灵敏度，并假定一个理想的输入信号，忽略ISI、上升/下降时间、抖动和发送器的相关强度噪声(RIN)等因素的不良影响。 存在ISI时的Q因子 一个典型的光接收器由光电探测器、互阻放大器、限幅放大器以及时钟-数据恢复单元组成。图1给出了简化的光接收器模型。接收到的光信号首先被转换为光电流，并由互阻放大器(TIA)放大。限幅放大器的作用类似于“判决”电路，在此，抽样电压v(t)和判决门限VTH相比较。在这个数据判决点，由于随机噪声和ISI的积累，信号显著恶化，由于眼图闭合，导致错误判决。要知道数据判决点眼图开度和BER之间的关系，首先需要了解幅度噪声的统计特性。通常，作为一个品质因数，我们采用信号Q因子来衡量信号的质量，并由它来确定BER。如果不存在ISI失真，并且主要的幅度噪声具有高斯分布，那么信号Q因子定义为： 其中V1，V0是不考虑ISI时，v(t)的高、低电平平均值，1、0分别是高、低电平上具有高斯分布的加性白噪声的均方根值(RMS)。在一个实际的接收器实现中，由于有限的接收器带宽、基线的漂移或有源元件的非线性，ISI总是存在的。如果我们在数据判决之前监视信号眼图，就会发现，除了随机噪声，信号还有一定量的幅度边界波动，这就是由ISI引起，表现出很强的模式相关性。为了估计由ISI所引起的光灵敏度损失，一个简单的办法就是考虑最坏情况下的幅度噪声分布。具体做法就是分别将高斯分布的平均值从V1和V0下移到(V1-VISI)和(V0+VISI)。假定VISI是ISI所引起的垂直方向眼图闭合量(图2)。在此情况下，通过计算最坏噪声分布情况下的BER，可以获得信号Q因子。假定判决门限已按照最低BER得到了优化，Q因子和眼图垂直闭合量VISI的关系如下所示： QBER是在给定的BER下，最低要求的Q因子。基于等式3，QBER和BER之间的关系用曲线示于图3。通常我们在实验室测量的是信号的峰-峰差分摆幅(VP-P=V1-V0），并假定σ1=σ0=NRMS，因此Q因子变为： 其中： 其中NRMS是限幅放大器输入端的等效RMS噪声。等式4表明，Q因子代表存在ISI时，眼图垂直开度与RMS噪声的比率。在光接收器的设计中，因ISI的存在而导致Q因子的降低，将会造成光功率的损失或基底误差的上升。 光灵敏度估计 要获得最佳的光灵敏度，重要的是要在数据判决之前最大化信号的Q因子。下面，我们以采用实际器件的具体实现为例，考虑当存在接收器总随机噪声、ISI和CDR抖动容差时，如何精确估计接收器的光灵敏度。实例包括一个10Gbps接收器和一个2.5Gbps接收器，采用MAXIM器件。 接收器总RMS噪声损失 为了估计接收器总RMS噪声对于光灵敏度的影响，我们必须知道，要达到规定的BER，需要输入TIA的最小峰-峰电流(表示为IP-P)。在随机噪声分析中，我们假定VISI=0，将VP-P=IP-PxRf和NRMS=NTOTALxRf代入等式4，得到： NTOTAL是TIA输入端的总等效RMS噪声，由TIA的等效输入噪声NTIA (μARMS)、限幅放大器的等效输入噪声NLA(mVRMS)、以及TIA的小信号互阻增益Rf(kΩ)决定。其关系如下： 在实践中，限幅放大器(LA)的等效输入噪声并没有明确给出，不过，NLA可以根据限幅放大器的输入灵敏度VLA——满足规定BER所需的最小差分峰-峰信号摆幅——估算得出。一般来讲，限幅放大器的灵敏度取决于等效输入噪声NLA、直流偏移或有限带宽造成的ISI。然而，由于大多数限幅放大器采用了直流偏移纠正环来获得高灵敏度，并且小信号带宽远高于TIA，因此可以认为，随机噪声是制约限幅放大器灵敏度的主导因素。在此条件下，NLA可以由下式来估算： 根据图3，当QBER=7时BER=10-12。假定光探测器的响应度为(单位A/W)，并且接收到的光信号的消光比为re，那么光调制幅度(OMA)可由下式得到： 光灵敏度由下式给出： 以MAX3970，MAX3910和MAX3912为例，这些10GbpsTIA具有1.1μARMS的典型等效输入噪声，但具有不同的互阻增益。如将这些器件与不同灵敏度的限幅放大器配合使用，所获得的接收器整机光灵敏度各不相同。假定=0.85A/W，re=6.6(SONET的最低消光比要求)，计算所得的光灵敏度如图4所示。如果我们采用由TIA等效输入噪声得到的光灵敏度(不含LA)作为一个参考点，接收器总随机噪声造成的光功率损失，就是TIA/LA组合的光灵敏度与参考点之差。举例来讲，MAX3971是一个10Gbps的限幅放大器，BER≤10-12时的输入灵敏度为9.5mVP-P。当MAX3970TIA和MAX3971一起使用时，光功率损失大约为2.1dB。而当MAX3912TIA和MAX3971一起使用时，光功率损失仅有0.03dB。 另一个例子是2.5GbpsSFP接收器模块，它由一个光探测器、一个2.5GbpsTIA和一个紧随其后的限幅放大器组成。对于此种应用，MAXIM提供一系列的TIAIC，例如：MAX3267、MAX3271、MAX3275、MAX3277以及MAX3864等。图5显示了MAX3267(NTIA=0.495μARMS，Rf=1.9kΩ)，MAX3864(NTIA=0.49μARMS，Rf=2.75kΩ)和MAX3277(NTIA=0.3μARMS，Rf=3.3kΩ)分别与不同灵敏度的限幅放大器一起使用时的光灵敏度。可选的2.5Gbps限幅放大器包括：MAX3265、MAX3269、MAX3272、MAX3765、MAX3861以及MAX3748。用户可以根据性能、成本或封装等方面的要求，选择不同的TIA和限幅放大器组合用于不同的SFP模块。 符号间干扰损失 在光接收器中，ISI主要有以下来源：有限的高频带宽；交流耦合或直流偏移纠正环造成的不够充分的低频截止点；带内增益起伏；或者TIA与限幅放大器互连之间的多次反射。ISI失真因不同的接收数据模式(例如PRBS231-1，K28.5，8B/10B编码)而异。ISI会在幅度和定时两个方向造成眼图的闭合。如果我们定义造成垂直方向眼图闭合的ISI为： 那么最低要求的TIA输入电流与ISI的关系用下式表示： ISI损失定义为，存在ISI时的光灵敏度与ISI=0的理想情况相比二者之差。计算结果示于图6中。对于10%的ISI失真，光功率损失为0.46dB。综上所述，以dB为单位的总光功率损失为ISI损失和总随机噪声损失二者之和。 CDR抖动容差损失 随着信号通过接收器放大级进入限幅级，幅度噪声被转换成为数据中点交叉处的定时抖动。随机抖动和确定性抖动源于随机性噪声、有限的带宽、通带纹波、群延时变化、交流耦合以及不对称的上升/下降时间。这些抖动因素的综合作用，降低了可供无差错数据恢复使用的眼图开度。这样，CDR的抖动容差就成为另一个决定光灵敏度的重要因素。CDR抖动容差表示容许在输入数据中加入多大的峰-峰抖动，而不会因为数据与时钟未对准而发生差错。对于基于PLL的CDR设计，有一个最低数据眼图开度要求，它由时钟对数据的采样位置、再定时触发器的建立/保持时间和鉴相器的特性决定。假设随机抖动为RJRMS，总确定性抖动为DJP-P，以及在规定BER下CDR的最低眼图开度要求为TOPEN，那么，定时Q因子定义为： CDR最低眼图开度要求和Q因子的关系见图7所示。要达到规定的BER，对应的最小QBER可在图3中找到。当CDR输入端的抖动频率高于PLL带宽时，CDR抖动容差(记为JTP-P)和TOPEN的关系如下： 为了避免降低光灵敏度，CDR的高频抖动容差应该满足： 依赖于过渡沿的斜率，随机抖动RJRMS由信号过渡沿上的加性白噪声引起。假定对称限幅前的上升/下降时间(20%到80%)等于tr，随机抖动可由下式估计： 其中，tr取决于整个接收器的小信号带宽BWTOTAL。按一阶低通滤波器考虑： 在光接收器的输入端，限幅放大器之前的TIA可以认为是线性的。这样，随机抖动可表达为TIA输入峰-峰电流与总RMS噪声之比的函数： 利用等式18，限幅放大器输出的随机抖动作为TIA输入电流/噪声比的函数，用曲线方式示于图8。CDR抖动容差造成的光灵敏度损失可以组合等式15和18进行估算，解出IP-P得到： 我们再次以OC-192接收器为例。假定=0.87A/W，re=6.6，整个接收器的小信号带宽为7.0GHz，NTOTAL=1.1μARMS，以及ISI=0。图9显示了在不同的CDR抖动容差(BER=10-12)下可实现的光灵敏度。通常来讲，要达到规定的BER，最低TIA输入电流应该在幅度和定时两个方向上满足QBER要求。 结语 要估计光接收器的灵敏度，有必要仔细考虑幅度和定时两个方向的各种误差源。本文以实际的器件实现为例说明了，幅度和定时误差源是如何独立影响总体接收器BER的。采用这些准则，我们可以准确地预估光接收器的性能，并指导我们选择正确的TIA、限幅放大器和CDR。在现实中，光输入不是一个理想信号，发送器的随机噪声以及光纤色散引起的ISI会使其恶化。当收到的是一个已恶化的信号时，本文所提供的方法同样可用来估计信号的Q因子，并进而确定BER。