短波数字通信

短波通信，又称为HF（High Frequency）通信，具有悠久的发展历史，是人类最早发现的通信手段之一，亦是成本最低的远距离无线电通信的一种有效方式，在通信技术的发展过程中曾起到过非常重要的作用 短波数据通信原理 短波通信，又称为HF（High Frequency）通信，具有悠久的发展历史，是人类最早发现的通信手段之一，亦是成本最低的远距离无线电通信的一种有效方式，在通信技术的发展过程中曾起到过非常重要的作用。然而，八十年代初随着人们对信息通信的广泛需求，对传输质量提出了越来越高的标准。新的无线电频段的开发和利用，超短波、微波、以及卫星通信技术的应用，使无线电远距离通信的手段多样化，信道质量不断提高，传输信息的容量和工作的可靠性都有着跨跃式的发展，而传统短波通信的弱点就显得越来越突出，使其在通信系统中的地位受到了冷淡。 近年来，短波通信又重新受到人们的关注，由于短波信号的传播特点，信道具有很强的抗毁性，使其在某些特殊场合具有极其重要的作用，尤其是在军事通信领域，短波通信一直是中远距离军事指挥的有效通信手段之一。随着微电子技术、载人航天技术及大功率激光技术的迅猛发展，卫星通信的生存能力，尤其是在非常时期的生存能力已受到严重威胁，这使短波通信更加引人关注。 利用个人计算机作为短波电台的数据终端，可方便地完成对数据文件的编辑、存储、打印和管理，与音响电报和电传机相比，具有通信速率高、传输差错小和信道利用率高等优点，并且操作简单，普通人员就能胜任这项工作。计算机数据终端利用短波电台的音频信道传输数据文件，其形式已超出了可打印字符的文本文件，不仅可以直接传输汉字，还能够传输图形、图像和应用程序文件。应用计算机的数据处理技术，还能够对所传输的数据进行压缩和加密处理，使数据通信更加完善，在电子对抗和信息战的场合具有重要的意义。 短波通信新技术的发展，计算机技术与通信技术的有机结合，短波通信的自适应技术的采用，使传统的短波通信的弱点得以弥补。虽然，短波信道的传输速率并不很高，但在军事指挥的实际应用中，所传输的信息量并不很大，而更重要的则是信道的可通性，有时几个代码的成功传递，足以表达上级首长的指挥意图。 0.2 国内外研究概况及发展趋势 如何在极不稳定的短波信道上实现高速可靠的数据传输，成为通信领域中一个热门的研究课，世界上的各大公司竞相大力投资，新技术、新产品不但涌现。可以说，HF数字通信状况可以反映一个国家的无线电通信技术的发展水平。 一般情况下，短波数字通信系统的框图如图0-1所示。 图0-1 短波数字通信系统的框图 从图0-1可知，来自计算机、数字式传真机等终端的数据通过数字保密机加密后，送入调制解调器（MODEM）进行调制，再送入短波电台的发信机；由短波电台的收信机接收的信号，经调制解调器进行解调，获得的数据再送入保密机解密后，最后送给相应的数据终端。可见调制解调器是联接用户终端和收发信设备的关键部件。 在短波高速调制解调器研究和应用中，多音并行传输体制是目前的一种比较成熟的技术，其思想是把高速串行信道分裂成许多低速的并行信道。例如某并行系统首先把话音通道划分成16个并行的子信道，高速数据经串/并变换后分裂成16路低速数据，对16个低频实现4DPSK调制，所有调制器的输出是16个单音的4DPSK信号，最后经单边带发射机完成频率搬移和功率放大后由天线发射出去。由此可见，在短波信道上已不再是高速数据传输，而是分裂成16路同时并发的低速数据传输，若每路传输的码元速率为75波特，总的信息传输速率为2400b/s。因此，并行体制也称为频分多路并发体制。在接收端，单边带接收机输出的多路数据信号经分路滤波器分路后对4DPSK信号解调，获得16路低速数据信号，再经并/串变换后恢复成高速数据流。 多音并行传输体制由于多频同时发射而导致发射功率分散、信号平均功率和峰值功率比低等缺点，但由于技术成熟、成本低，具有较高的性能价格比，至今仍然被广泛地用于HF调制解调器。近年来，采用并行制的新型FH调制解调器，例如美国Harris公司生产的高频高速调制解调器RF-3466，在实现多路并发和分路方面有了很大的发展。这种调制解调器利用数字信号处理技术，采用快速富氏变换在时域内处理信号，取代了传统的调制解调器中应用的并行模拟处理。它把数据信号采用39个单音TDPSK低频信号调制输出，数据传输速率可达2400b/s。在国内，也已有许多厂家仿制生产同类设备，并掌握了这种技术。 串行体制的调制解调器是在一个话路带宽内串行发送高速数据信号，也就是说，发送端采用单载波发送高速数据信号，提高了发射机的功率利用率，克服了并行体制功率分散的缺点。单音串行体制采用高效的自适应均衡、序列和信道估值等综合技术，基本克服了由于多径传播和信道畸变引起的码间串扰。串行体制的理论和并行体制相比尚不够成熟，但随着大规模集成电路和数字处理技术的发展，串行体制的研究工作不断发展，目前国外已研制出试用阶段的串行体制调制解调器。 在接收电平相同的条件下，串行制性能优于并行制的原因是，对频率选择性衰落和窄带共信道干扰不敏感，单边带发射机的互调失真造成的非线性串扰影响不大，此外串行制的优点是提高数据传输速率的潜力大，消除了发射功率的分散，信号具有较高的平均功率和峰值功率比。因此从发展的观点上看，若串行制在性能价格比上能逐步提高，今后串行制HF调制解调器可能替代并行制。 0.3 本论文关于短波调制解调器的研究 本论文所研究的短波调制解调器是采用时频调制技术，以应急机动通信为使用背景，在报文内容较短的情况下，把提高信道的可通率作为主要的技术指标。该调制解调器采用50~600波特的传输速率，着重研究在电子对抗的环境中，利用短波信道进行计算机数据通信的抗干扰问题。为便于课题的试验和改进，调制解调器采用通用的微处理器作为工作平台，结合软件编程来完成信号处理和模数转换，通过对比实验、分析采用时频调制技术所能达到的最佳传输效果。 经过大量的信道试验证明，该调制解调器在短波信道条件较差的情况下，可通率仍可达到90%，结合使用差错控制技术，误码率可小于10-6。 1短波数据通信 1.1短波信道的特点 短波通信是利用波长为100m～10m(频率3MHz～30MHz)的电磁波进行的无线电通信。为了充分利用频率资源，把中波的高频段(1.5MHz～3.0MHz)也归到短波波段中去，这样短波通信实际使用的频率范围为1.5MHz～30MHz。由于它通信距离远、设备简单、成本低廉，而且建立通信迅速，机动灵活，所以，长期以来，被广泛应用于政府、军事、外交、气象和科学考察等各个部门，用以传送话音和电报等，尤其是在军事部门，它一直是远距离军事指挥的重要通信手段。 在军事国防通信领域，短波通信是使用历史最长的远距离通信手段之一。例如，在使用卫星通信之前，陆上测控中心对海上远洋测量船之间的通信指挥和数据传输主要靠短波通信系统来完成。至今，短波通信仍是不可缺少的辅助通信手段。 随着通信技术和计算机技术的发展，通信信道已逐渐由数字信道取代模拟信道，数据通信业务在整个通信系统中的比例越来越大，随着光缆、卫星和移动蜂窝网络的开通使用，为承载各种通信业务提供了高效可靠的传输信道，而短波通信的一些缺点就显得十分突出。 众所周知，短波通信之所以能够吸引用户，用它传递信息，最基本的原因是它具有不易“摧毁”的免费使用的“中继系统”——电离层。当然自然条件也可以使这种“中继系统”中断，但不是经常出现的，而且中断的时间也非常短。除极区外，这种中断通常是在太阳发射耀斑以后，中断时间一般在半个小时左右，一年内也仅发生几次。由于这一宝贵的优点，使得世界各国近年来加紧了对短波通信的研究，出现了各种新型的短波通信系统。实践证明，采用现代技术的短波通信，能为用户提供高质量、高可通率和廉价的通信信道。 1.1短波信道的传播特性 1.1.1短波传播的基本形式 短波通信主要是利用电离层的反射进行远距离传播，也可以靠地波进行近距离传播。 地波衰减与工作频率的高低有关，频率越高，衰减越大。所以，利用地波传播形式的频率范围大约在1.5～5MHz。为了适应地波传播，通常采用各种形式的辐射垂直极化波的垂直天线。地波的传播距离与传播路径上媒介的电参数密切相关。地波在导电性能良好的海面传播时，衰减很小，通信距离最远可达1000km，而在干燥的沙地上或地形起伏很大的山区传播时，衰减较大，通信距离一般只有几十公里。由于这些特点，海上舰船之间和船岸之间的较短距离通信以及陆地上的短距离通信通常采用短波传播形式。 短波通信的天波传播形式可以在很远的距离上，较广泛的地域中建立无线电通信联络。电离层是由围绕地球的处于不同高度的4个导电层组成，按照各层的不同特性分别称为D层、E层、F1层和F2层，这些导电层对短波传播具有重要影响。D层是最低层，位于地球上空60km～90km的高度处，最大电子密度发生在80km处。D层出现在太阳升起时，而消失在太阳降落后，在夜间不再对短波通信产生影响。D层的电子密度不足以反射短波，所有短波将穿过D层。不过，在穿过D层时，电波将受到严重的衰减，其衰减远大于E层和F层。频率越低，衰减越大，所有也称D层为吸收层。 E层位于地球上空100km～120km的高度处，最大电子密度发生在110km处，在白天基本不变。在电波通信线路设计和计算时，通常以110km作为E层高度。和D层一样，E层出现在太阳升起时，在中午电离达到最大值，而后逐渐减小，在太阳降落后，E层实际上对短波传播已不起作用。E层可以反射高于1.5MHz频率的电波。 对于短波传播，F层是最主要的。在一般情况下，远距离短波通信都选用F层作反射层，这是由于和其他导电层相比，它具有最高的高度，因而可以允许传播到最远的距离，所有习惯上称F层为反射层。在白天F层有两层：F1 层位于地球上空170km～220km的高度处，F2层位于地球上空225km～450km的高度处。它们的高度在不同的季节和一天内不同的时刻是不相同的。对F2层来讲，其高度在冬季的白天最低，而在夏天的白天最高。F2层和其它层不同，在日落以后并没有完全消失，仍保持有剩余的电离。虽然夜间F2层的电子密度较白天降低了一个数量级，但仍足以反射短波某一频段的电波。因此，若要保持昼夜短波通信，则其工作频率必须更换。由于高的频率能穿过低电子密度的电离层，一般情况下夜间工作频率远低于白天的工作频率。 1.1.1最高可用频率 由于各电离层的特性是随时间、空间的变化而变化，它们对短波无线电信号的吸收、穿透和反射的特性也随之变化，并且不同的电离层之间的关系又会对短波信号产生不同的影响，这使短波通信的信道参数十分复杂。对短波通信能使用的无线电信号的频率以及通信的距离都会造成影响。这些变化既具有一定的规律性，又具有很强的随机性。对于每一台收信机和发信机位置确定的短波线路，在某一时刻适用的工作频率通常限于一个较窄的范围，其上限为最高可用频率MUF(Maximum usable frequency)，其下限为最低可用频率LUF(Lowest useful frequency)。MUF指在实际通信中能被电离层反射回地球的电波的最高频率，若选用的工作频率超过它，则电波穿出电离层，不返回地面。所以，确定通信线路的MUF是线路设计要确定的重要参数之一，而且是计算其它参数的基础。 MUF不仅和通信距离有关，而且还和反射层的电离密度有关，所以凡是影响电离密度的诸因素，都将影响MUF的数值。考虑到电离层的结构随时间的变化和为了保证获得长期稳定的接收，在确定线路的工作频率时，不是使用MUF值，而是取低于MUF的一个频率值作为最佳工作频率FOT(frequency of optimum)。一般情况下，FOT等于0.85MUF。 1.1.1传播模式 短波传播模式是指电波经电离层反射的传播路径。为了获得比较小的传播衰减，或者为了避免仰角太小，以致现有的短波天线无法满足设计要求等原因时，都需要精心选择传播模式。当电波从地球表面沿切线方向（天线仰角θ为00）传播时，可以得到一跳最长的通信距离。从E层和F2层反射的短波一跳的最远距离分别为2000km和4000km。通常，当通信距离D大于2500km时，往往采用多跳，以获得较大的仰角。 在长距离多跳传播时，由于路径上各处电离层的高度和临界频率不同，并且随时间变化，传播情况十分复杂，除了E层或F层多跳传播模式外，还可能出现既有E层反射又有F层反射的混合传播模式，通信距离与传输模式的关系见表1-1。 同时，发射天线主瓣一般有相当大的仰角范围， 电波将以多种不同的传播模式组合， 沿不同的传播路径，同时或接近同时达到接收点。[2] 表1-1 通信距离与传输模式的关系 通信距离/km 可能的传播模式 0～2000 1E、1F、2E 2000～4000 2E、1F、2F、1F1E 4000～6000 3E、4E、2F、4F、1E1F、2E1F 6000～8000 4E、2F、3F、4F、1E2F、2E2F 1.1影响短波数据通信的主要因素 短波信道主要存在着多径时延、衰落和多普勒频移等现象，这些将严重地影响短波通信的有效性和可靠性，对于数据传输的影响则更大。 1.1.1 多径效应 电波可以通过若干路径或不同的传播模式达到接收端，即达到接收端的射线不是一根而是多根，由于这些路径具有不同的长度，所以各条射线所经历的传播时间是不相同的，它们的差值在0.5ms～4.5ms之间。一般说来，延时差值等于或大于2.5ms的占50%；等于或大于0.5ms的占99.5%；而超过5ms的仅占0.5%。 如果在发射点发出的信号是一个窄脉冲，由于它沿不同的路径传输到接收点的延迟时间不同，将使接收点的脉冲波形变宽。当发射点发出的信号是一系列窄脉冲时，那么，在接收点，迟到的接收信号中代表前面码元的脉冲波形就会窜扰早到的接收信号中代表后面码元的波形中去。同样，早到的接收信号中代表后面码元的波形也会窜扰到迟到的接收信号中代表前面码元的波形中去。从而造成前后码元间相互干扰。 多径效应所引起的波形展宽，将使所传输的数据码元间相互干扰。在采用FSK传输电报时，这种延时是引起码元失真的主要原因。如果认为码元失真≤10%时不影响传输，那么，经不同路径达到接收端的多径信号，它们之间的时延差应不超过表1-2给出的最大允许值。这种多径间的最大时差（简称多径时延）是指电波在同一方向沿不同路径传播时，达到接收端的同一脉冲的各条射线间最大的允许时延差值。[1] 表1-2 电报速率允许的最大延时差 电报速率/Baud 码元长度/ms 允许的最大延时/ms 50 20 2 100 10 1 200 5 0.5 当这种干扰严重到一定程度以后，即使没有外界噪声，也会使接收机产生判决错误。而且以增加发射功率的方法来提高接收信号强度也无济于事。 在短波信道上，多径延时具有下列特征： 1.1.1.1多径延时随着工作频率偏离MUF的增大而增大 当f = MUF 时，将出现单径传输，而且在一定的条件下，可能出现单模式传输。因为频率越高，电波越容易穿透电离层，所以工作频率越接近MUF，可能存在的传播路径越少，各路径的传输时延差也越小。对于给定的通信线路，为了使多径时延不超过允许值，其工作频率就不能偏离MUF过大。工作频率f与MUF之比，称为多径缩减因子，记作MRF(Multipath reduce factor)。 MRF = f / MUF （1-1） 若希望得到小的多径延时，工作频率应尽可能靠近MUF。对于2500km长的路径，当工作频率不低于MUF的85%时，多径时延将小于0.5ms；当工作频率在MUF的65%～85%之间时，多径时延在0.5～1ms之间；如果工作频率低到MUF的43%，时延将增大的2ms。为使时延在整个通信过程中变化小，工作频率应保持不低于MUF的85%，但这是很难实现的，因为每条电路的指配频率受到限制，而且频率改换也不宜过于频繁。例如工作频率刚在夜间频率改为日间频率时，可能达到MUF的85%，但几个小时以后，时延将增大，因此，多径时延很难全天保持恒定。由此可见，实时预报频率是达到减小多径时延的最基本的条件。 1.1.1.1多径延时和通信距离的关系 在200km～300km的短波线路上，由于电离层与地面间的多次反射，使多径延时最严重，可达8ms ；在2000km～8000km的线路上，由于可能存在的传播模式减少，使多径延时减少至2ms～3ms。而当通信距离进一步增大时，由于不再存在单跳模式，多径延时又随之增大，当通信距离为20000km时，可达6ms。 1.1.1.1多径延时随时间而变化 多径延时随时间变化的原因是电离层的电子密度随时间变化，从而使MUF随时间变化。电子密度变化越急剧，多径延时的变化越严重。通常在黎明时刻，电子密度变化最大。多径延时除了随日、小时变化外，由于电离层的结构存在较快的随机起伏，所以存在快变化，甚至在零点几秒的时间区间内都会发生变化。 多径效应对数据传输影响很大，当一个脉冲经不同路径传到接收端时，脉冲波形因叠加而时间上变宽并发生包络形状畸变，码元符号间的干扰增大。通常用“多径展宽”来定量描述多径效应对脉冲波形的影响。从频谱角度讲，脉冲波形的展宽，意味着信号中不同频率成分在传播中能量的损失不同，各频率成分的相对大小发生了变化，这种现象称为多径时延引起的频率选择性衰落。 为了减小这种干扰的影响，保证数据传输的质量，就要求增大码元宽度，而码元宽度的增加就意味着传输速率的降低。这是限制数据传输速率的主要原因。 1.1.1衰落 在短波通信中，即使在电离层的平静时期，也不可能获得稳定的信号。在接收端信号振幅总是呈现忽大忽小的随机变化，这种现象称为“衰落”。衰落有快衰落和慢衰落之分。连续出现持续时间仅十分之几秒到几秒的信号起伏成为快衰落或短期衰落；持续时间比较长的衰落称为慢衰落或长期衰落。信号衰落时，其场强幅度变化常常高达30dB以上，有时可达60dB～80dB。 多径效应所引起的衰落，将使所传输的数据信号幅度时大时小，甚至完全消失，这是造成短波数据通信中出现突发错误的主要原因。 衰落产生的原因有以下3种： 1.1.1.1干涉衰落 若从线路发送端发射恒定幅度的高频信号，由于多径传播，到达接收端的射线不是一条而是多条。这些射线通过不同的路径，到达接收端的时间不同。因为受到不同的衰减，所以它们的幅度也不相同。由于电离层的电子密度、高度均是随机变化的，电波射线轨迹也随之变化，这使得同一信号由多径传播到达接收端的信号之间不能保持固定的相位差，使合成的信号幅度随机起伏。这种衰落是由于达到接收端若干个信号的干涉所造成，顾称为“干涉衰落”。干涉衰落的主要特征有： （1）​ 具有明显的频率选择特性。 （1）​ 衰落信号的振幅服从瑞利分布。 （3） 干涉衰落的速率大约为10次/min～20次/min，衰落深度可达40dB，偶而达80dB。它和吸收衰落有明显差别，持续时间的长短可以用来判别是吸收衰落还是干涉衰落。克服干涉衰落的有效方法是采用分集接收技术。 1.1.1.1吸收衰落 产生吸收衰落的原因是D层衰减特性的慢变化，其时间最长可以持续1小时或更长，因此属于慢衰落。它具有明显的年、月、季节和昼夜的变化。中午吸收大，晚间吸收小；冬季比夏季吸收小；年变化服从于太阳黑子的11年周期变化，其关系大致呈线性。若不考虑磁暴和电离层骚动，其衰落深度可能跌落到低于中值10dB。克服吸收衰落的有效方法是靠功率的余量和采用自动增益控制技术。 1.1.1.1极化衰落 电波被电离层反射后，其极化已不再和发射天线辐射时的相同。发射到电离层的平面极化射线经电离层反射后，由于电磁场的作用，分为两条椭圆极化射线，经合成形成接收地点的椭圆极化波。椭圆长轴的大小和相位随着传播路径上电子密度的随机变化而不断变化。若用垂直天线接收信号，当长轴方向接近垂直时，信号的强度变得最大；反之，当接近水平时，信号的强度会变得很小。极化衰落出现的概率远低于干涉衰落，粗略估计，极化衰落仅占全部衰落的10%～15%。极化衰落发生时，接收端的电平值较未衰落时下降约3dB。克服极化衰落的有效方法是采用极化分集技术。 1.1.1相位起伏 由于电离层经常性的快速运动和反射层高度的快速变化使传播路径的长度不断变化，信号的相位也随之产生起伏不定的变化。这种相位变化，也可以看成电离层不规则运动引起的高频载波的多普勒频移。在电离层处于相对寂静状态（一般是夜间）时，多普勒频移大约在1Hz～2Hz范围内。在日出和日落期间达几赫。而在电离层骚动时最严重，可达几十赫。 多普勒频移与工作频率也有关系，工作频率接近MUF，多径效应减小，顾相位起伏也小。多普勒频移还受到线路路由的影响，极区路由的多普勒频移要比中纬度路由的多普勒频移大。 由于多普勒效应，使发射信号的频率结构发生变化，频谱产生了畸变，从而造成数据信号的错误接收。若从时间域的角度看，这将意味着短波传播中存在着时间选择性衰落。从信号频谱上看，不再是一根谱线，而是占有一定的带宽。通常用“多普勒展宽”来定量描述多普勒效应对信号频谱的这种影响。 1.1频率预测和选择 短波电离层反射信道是一种时变的色散信道，它的特点是路径损耗、多径时延、噪声和干扰等都是随频率、地点、季节、昼夜而不断变化的。因此，在利用天波的短波通信中，工作频率是不能任意选择的，否则就不能建立可靠的通信。 1.1.1F2层最高可用频率的预测 F2层MUF预测的依据是全国无线电管理委员会所提供的频率预测资料。它含有太阳黑子数的预测值R12为10、100和150三种情况下的288张MUF预测曲线图。从这些曲线中可以看出，要确定某月昼夜24小时的MUF，需要知道的参数是： （1）​ 该年该月太阳黑子数的预测值； （1）​ 通信线路的地理位置； （1）​ 反射点的地理位置； （4）反射点的地方时间和北京时间的时差。以上4个参数知道后，经图上作业可求得某月24小时的MUF，并绘制成曲线。 通信线路大圆距离和反射点的地理位置通常采用作图法求出，即利用同比例的世界地图和世界大圆线路图来确定，也可通过计算得出。需要注意的是，在频率预测中，所用到的大部分图表都是以地方时为横坐标，而我们要求的是北京时0～24时每小时的MUF。地方时与北京时的关系为： 地方时 = 北京时 +（某地经度 - 120°）╳ 4min 1.1.1E层最高可用频率的预测 由于夜间E层电子密度稀薄，所以只需计算白天的MUFE。对于E层MUF的预测，通常采用逼近临界频率fOE实际值的半经验公式 fOE = K（1 + m R12）cosn(0.881x) （1-2） 其中：0≤R12≤150；K = 3.4；n = 0.49；m = 0.00167； 参变量x为太阳天顶角。 短波传播中电离层的参数与太阳的相对位置密切相关。太阳的相对位置一般用太阳天顶角来表示。一个地点在某一时刻的太阳天顶角是指该点地球法线与此时太阳至地心连线之间的夹角。如图2-1所示，当地球上的A点处于正午时，太阳在地面上的直射点为B，这时A点的太阳天顶角为∠BCA（x）。经过一段时间，A点绕过△θ0而达到P点时，A点的太阳天顶角改变成∠BCP（x´）。图1-1中，C是地心，是A点地理经度，是A点的地理纬度，是太阳至地心连线与地球赤道之间的夹角（赤纬）。 图1-1 太阳天顶角示意图 Laitinen和Haydon根据每月第十五天直射点的纬度和1948年航海历上绘出的时间方程式计算出太阳直射点，利用下式绘制出一套太阳天顶角x的等值线图 cosx = sinL1sinL2 + cosL1cosL2cosΩ （1-3） 式中 L——观察点的地理纬度； L——月中时太阳直射点的纬度； Ω = sy – yn 其中 sy ——太阳直射点的纬度，sy = 15tg - 180 (tg 为世界时)； yn ——反射区的地理纬度。 这套太阳天顶角等值线图，每月一张，共12张，可供短波线路计算时使用。 根据以上计算，分别得到了MUFF2和MUFE两个曲线。对于F2层MUF预测曲线，若按MUF进行通信，其成功概率仅50%，为使成功概率达90%，故工作频率FOT可按0.85 MUFF2确定；对于E层MUF预测曲线，由于在一个月中各天的离散很小，因此不必再打折扣，可直接把E层MUF选为工作频率，即FOT = MUF。 在一般的线路上，一天中需要选两个频率：一个日频；另一个夜频。选择的原则是在保证90%传输概率的条件下，尽可能的高一些，以使接收端获得较高的电平和较小的多径时延。改频时间通常在电离层电子密度变化剧烈的黎明和黄昏时刻。 1.1小结 短波信道的参数是与多种复杂因素有关，对信号传输的影响是随机变化的，从而使接收信号出现幅度衰落、相位起伏等现象，严重地影响了短波通信的质量，甚至造成通信中断。 短波信道是一种典型的随参信道，正确的选择工作频率，是短波通信是否成功的主要因素，选择工作频率不仅要通过长期的信道预报，而且还要根据工作的具体环境和经验积累。短波信道主要用于窄带话音通信和低速率电报通信。以这样的信道条件进行数据通信，为了保证对误码率的要求，在一般的环境下，传统的短波数据传输系统，其传输速率一直在200b/s以下，信道误码率通常在10-2～10-3 的数量级。 1短波通信的新技术 1.1短波通信技术的发展 近年来，短波通信又重新受到重视。其主要原因是： (1)客观的需求和短波通信特点的结合。尤其是在军事通信方面，短波信道的抗毁性使它成为战略的和战术的主干线的重要组成部分，在数据量相对较少的情况下，短波通信能够满足其要求。 (2)从短波通信自身发展的角度来看，随着技术的进步，短波通信的稳定性、可靠性、通信质量和传输速率，都已提高到了一个新的水平。实践证明，采用现代技术改造过的短波通信系统，能为用户提供可靠的通信手段。 为了适应数据通信业务及数字加密通话迅速增长的需求，在短波通信的新近发展中，采用了一些有效的抗衰落和抗多径的技术，使系统的误码率可达10-5～10-6。 1.1.1自适应技术 针对短波信道是一种典型的随机参量信道这一最重要的特点，为了克服传统选频方法存在的缺点，提高短波通信的可靠性和有效性而发展起来的。它使短波通信系统能实时地选用最佳工作频率，以适应电离层的种种变化，同时起克服多径衰落影响和回避干扰的作用。这对于提高短波通信的可靠性和有效性具有关键的意义。自适应技术在短波通信中得到了多方面的应用，除频率自适应外，还有自适应均衡、功率自适应、传输速率自适应等等，其最显著的发展进步则是频率自适应，对于军事国防领域应用短波信道进行通信，没有必要建立一个较长期稳定的固定信道，因受条件的限制也不可能按最优的预报频率取选择工作频率，而采用频率自适应技术进行实时的最佳频率选择，是提高短波通信可通率的有效方法。 1.1.1短波数据传输技术 为了适应人们对非话音业务需求的增长，适应通信体制数字化的趋势，短波数据传输技术近年来有了较大的发展。为了提高短波数据传输系统的传输速率和质量，采用抗衰落性能良好的调制键控技术，如多音并行传输体制和单音串行传输体制，以及时频调制技术。采用差错控制技术，使接收端具有检测和纠正信息错误部分的能力，从而提高系统的通信质量。 1.1.1短波通信抗干扰技术 抗干扰有两方面的含义：一是对付短波信道本身的固有特性所造成的干扰，特别是多径效应造成的乘性干扰；二是对付敌方的故意干扰，并且包括抗敌方测向、截收等通信电子防御的内容。这方面的技术包括：跳频和扩频技术；分集接收技术；差错控制技术；猝发通信技术；自适应天线技术和加密技术等。 这些新技术的采用是以微处理器技术的广泛应用为基础的，使用高性能的短波调制解调器，采用抗衰落性能良好的调制技术（例如时频调制），使短波数据传输的工作质量大大提高，系统的误码率可达到10-5～10-6。 1.1短波数据通信 1.1.1短波数据通信系统的基本组成 短波调制解调器是利用短波信道进行计算机数据通信的接口设备，应用计算机的通信软件和文件管理系统，可以完成对数据信息的录入、存储、修改和转发，用以取代传统电传机的实时通信方式。计算机数据通信的内容可以是文字、图形和图象，具有信道利用率高、通信速率高、差错小和操作简单等优点，通过计算机的数据压缩技术和加密技术可进一步提高通信效率和保密性能。 短波电台使用话音接口与调制解调器相连，计算机作为数据终端，使用串行RS-232接口与调制解调器相连。电台的收发转换PTT由调制解调器控制。短波信道的计算机数据通信系统构成框图如图2-1所示。 图2-1 短波数据通信系统构成框图 调制解调器是数据通信的主要部件，为适应短波信道的特点，需采用与普通调制解调器不同的技术措施，根据通信的性质与特点，其可靠性和抗干扰性要比通信的传输速率更重要。此项课题以短波调制解调器为中心，研究解决在短波信道上完成计算机数据的可靠传输。 本项目所使用的系统配置为： (1)、短波通信电台使用南京无线电厂生产的HARRIS RF-3200自适应125W电台； (2)、数据终端使用普通PC机或笔记本电脑，配置专用通信软件； (3)、调制解调器使用自行研制的短波专用调制解调器。 短波数据通信的调制解调器可分为高速和低速两种。高速调制解调器又分为多音并行体制和单音串行体制，在一般的环境下，速率可达2400波特。而低速调制解调器则以在干扰较大的环境下，以提高可通率为目地。实验结果证明，在军事通信领域，在电子对抗和信息战的环境下，可通率是第一位的，其通信的信息量不会很大，较为可靠的低速率数据通信仍能发挥主要的作用，为此人们提出了短波信道的最低限度通信的课题，着重研究在接收信号很差的环境中，短波信道的可通性问题。而一般实验环境下，接收信号优良时的高速率数据传输，往往不会具有实际应用价值。 1.1.1短波调制解调器的技术要点 1、调制解调器使用单片机完成D/A和A/D的转换，信号的编解码； 2、调制解调器采用时频调制方式，其主要优点是：具有一定的分集接收和抗干扰能力，有自同步和纠错能力； 3、具有可选择的差错效验工作方式； 4、运用看门狗技术，增强系统工作的抗干扰和自愈能力； 5、信号接收具有较强的自动增益控制能力； 6、用计算机通信软件来控制调制解调器的握手识别、站址确认和传输速率等通信参数。 调制解调器的原理框图如图2-2所示： 图2-2 调制解调器的原理框图 1.1时频调制与编码技术 1.1.1时频调制的基本原理 时频调制（FTSK）实际上是一种组合调制。它是由频移键控（FSK）和时移键控（TSK）的基础上发展起来的，在时频调制技术中，每一个码元都用两个以上不同频率的载波来传送。一般是将一个码元的持续时间分成几段，每段称为一个时隙，在每一个时隙内安排一个频率。 图2-3 FTSK 波形产生原理 图2-3（a）为二进制数据流，即1000011101……。图2-3（b）为经时移键控后的波形，即把一个二进制码元宽度T分成前后两个时隙，对于数据信号“1”，只发出前一个时隙的载波f1；对于数据信号“0”，只发出后一个时隙的载波f2，TSK波形可以通过数据流和一个具有适合相位的方波“模2和”得到，方波的周期为T，然后用图2-3（b）所示的TSK波形控制两个晶体振荡器，振荡器的输出波形如图2-3（c）和2-3(d)所示，最后把（c）和(d)的波形叠加即可获得需要的FTSK波形。从FTSK波形中可以看出，在一个二进制码元的两个不同时隙内，实际上发送了两个不同频率的载波，即“1”对应f1f2；“0”对应f2f1。此波形称为“二时二频制”。[1] 只要f1与f2的频差大于信道的相关带宽，则它们在收端的起伏衰落就可以不相关，从而也就有了二重频率分集的效果。这种频率分集的实现，既不增加天线数目，又没有功率分散问题。此外，这种信号还具有一定的抗符合干扰能力。当被发送的信息比特流是 …0000… ，或是 …1111…. 时，在接收信号中，就不会有相同的频率连续出现，而是相同的频率之间都有T/2的时间间隔。只要信道的时间扩散量小于T/2，则f1只会串扰到f2中去，f2也只会串扰到f1中去，而这种串扰由于频率不同，很容易识别，因此就不会出现符号间的干扰。 在实际应用中，则是采用较复杂的多进制时频调制信号，例如：四进制四时四频。必须合理地配置时频码组，使其既具有较强的抗衰落能力和抗干扰能力，又容易实现收发同步。 设要传送M码元，其宽度为Ts。若以频率为fi的正弦波与M进制码元xi相对应（i=0,1,2…,M-1）,这就是MFSK制。若将Ts划分为n 个时隙（T1，T2，…Tn）,以f1, … , fk 在这n个时隙的不同排列代表M进制码元，这就构成MTFSK制。 1.1.1时频调制编码信号的一般要求 对时频编码信号的一般要求为： 1、​ 正交性要好。 如果一个时频编码信号的所有码组的频率组合，在相同的时隙位置上没有相同的频率，那么这些码组所对应的波形就是正交的。例如，四进制四时四频编码中按表2-1中取值。 表2-1 四进制四时四频编码表 四进制码元 相应的双比特 4FSK信号 4TFSK信号 x0 0 0 f0 f4 f3 f2 f1 x1 0 1 f1 f1 f2 f3 f4 x2 1 0 f2 f2 f4 f1 f3 x3 1 1 f3 f3 f1 f4 f2 则这4个码组在任一相同的时隙内均为不同的频率，因此它们是正交的。满足正交要求的时频编码信号，两两码组之间差别最大，即使在传输过程中丢失其中的一个频率成分，也可以通过得到的其他频率成分的排列，准确无误地确认该码组的真实代码，因此便于信号检测。[3] 1、​ 有一定的分集能力。 所选用的各个频率间的频差应尽量大，以获得较好的频率分集效果。但过大的频差会使传输频带过宽，因此要根据信道的实际传输特性和系统允许的传输频带来决定。一般要获得较好的带内分集效果，其频率间隔应不小于400Hz。 1、​ 有一定的抗符号干扰能力。 在所有可用码组对应的频率组合中，首位频率和末位频率应避免重复，以减小可能引起的符号干扰。 1、​ 具有自同步能力。 自同步能力就是不需要另外传送专门的同步信息而自己可以实现同步。当每一个码组的后半部频率组合与可用码组中的其他任何一个码组的前半部频率组合连接起来，都不会构成可用码字时，这种频率编码就具有自同步能力。 1、​ 所占带宽要尽量窄。 由于短波信道的带宽为300～2700Hz，为统筹兼顾带宽与分集效果的关系，短波信道时频调制的信号编码采用四时四频为最佳。 时频调制编码的一种基本结构见图2-4。 以四进制四时四频编码为例，它与4FSK调制器的主要区别是增加了组合逻辑电路，用以形成对四个频率的门控信号。输入的串行数据比特流，首先经串/并变换电路转换为四进制码组（双比特码组），送入编码矩阵开关电路。同时，4个频率不同的载波信号也送至编码矩阵开关电路。在定时脉冲信号的控制下，产生时频调制的编码输出信号。 图2-4 时频调制编码基本原理框图 图2-5是时频调制解码基本原理框图。系统的接收信号结构基本上是移频键控接收方法的引伸，首先用动态滤波器检测不同频率的信号，再进行译码，还原为双比特码组。[4] 在这种系统中，编码所用的各个频率应当是某一基本频率的不同整数倍，否则就不能用动态滤波器构成最佳非相干检测。图3-5中，四个动态滤波器分别谐振于f1 ，f2， f3， f4 ，频率取值为800Hz，1200Hz，1600Hz，2000Hz，经过包络检波和取样，就得到分别代表f1、f2、f3和f4的四个脉冲。对于不同的编码，四个脉冲出现的先后次序不同，并与原符号中频率编码的顺序对应。译码矩阵根据四个脉冲到达的先后，经过延时叠加，在代表四种双比特码组的输出线上输出不同大小的电压，利用幅度判决规则，判定所传输的真实数据送给终端。在这类编码系统中要有一个同步系统。在接收端根据收到的同步信号发出准确的符号位置标志，使取样和译码器等环节同步工作。 图2-5 时频调制解码基本原理框图 由上可见，所述的4TFSK解调器与4FSK解调器有两点重要区别：（1）积分区间及取样间隔是Tc=Ts/4，而不是Ts；（2）取样值不是直接拿去比较判决，因而4TFSK系统就具有了四重频率分集的抗衰落性能。 时频调制的优点是靠扩展系统的带宽得到的。为此，时频编码调制信号需要在一个符号持续期间内顺序发送若干个频率，而且这些频率间的频差又必须足够大，否则就不会有分集效果，就出现了带宽和传信率之间的矛盾。在时隙及频率数目一定时，它们所构成的正交码组数目也限定下来，从而也就限制了传信率，因此时频调制编码信号一般只应用在低速抗干扰数据传输系统中。 1.1短波数据通信的抗干扰措施 1.1.1短波信道的干扰来源 短波信道不仅是一种典型的随机参量信道，而且在信道中还存在着各种外部干扰。如大气噪声、人为噪声和宇宙噪声等，这些噪声通过接收天线进入通信系统，直接影响通信系统的工作质量。 大气噪声和宇宙噪声的存在一般是有规律的，它们常常随季节、气候、时间和地点的不同而变化，在人类发展的今天，这些自然噪声对通信系统的影响已不再是主要的。首先是人为噪声的影响越来越大，其次是人们对解决自然噪声已有了较完善的技术手段，所有抗干扰的问题主要是针对解决人为噪声的影响。 工业干扰是一种人为噪声，它是由各种电器设备和电力网所产生的。这种干扰的幅度与干扰源的远近密切相关，同时还通过电力网进行传播。其存在的特点是无规律的。 电台干扰也是一种人为干扰，它是由其他无线电发射设备在我们的工作频段内产生的，又可分为无意干扰和故意干扰。由于无线电信道是一种开放信道，可利用资源又非常有限，所以随着电台数量的越来越多，发射功率越来越大，这种电台干扰相当严重，已成为影响短波通信主要的干扰源。 无意干扰可以通过改变工作频率来避开干扰。加强无线电信号的管理，控制电台的数量、发射功率和有效的分配工作频率，也是净化电磁环境的有效方法。 故意的人为干扰则是带有攻击性的行为，是以破坏通信联络为目的，是军事通信必须面临的一个重要课题。 1.1.1干扰对数据通信的影响 数字信号在信道中传输时，若受到噪声和干扰的影响，就会使接收信号出现错码。如果这个数字信号是由模拟的话音信号经模/数转换得到的，即使误码率较高，对话音可懂度的影响可能不太大，这是因为模拟信号本身具有很大的冗余度。但对于数据信号，一个误码常常会使整个数据文件失去意义。 1.1.1数据通信的差错控制技术 数字信号在传输过程中，加性噪声、码间串扰等都会产生误码。为了提高系统的抗干扰性能，可以加大发射功率，降低接收设备本身的噪声，以及合理选择调制解调方法等。此外，还可以采用信道编码技术。在发送端的信息码元序列中，以某种确定的编码规则，加入监督码元，在接收端利用该规则进行解码，以便发现错误、纠正错误。信道编码是为了降低误码率，提高数字通信传输可靠性而采取的编码，又称为差错控制编码或纠错码。常用的差错控制方式有： 1、检测反馈重发ARQ方式 (Automatic Repeat Request) 由发端送出能够发现错误的码，由接收端判决传输是否产生错误。如果发现错误，则通过反向信道把这一判决结果反馈给发端，然后，发端把收端认为错误的信息再次重发，从而达到正确传输的目的。 ARQ方式主要有以下特点： 若使用能力强的检错码，可得到很高的信息传输准确度。 （2）检测不需要太多的冗余码元，一般为发送码元总数的5%～20%。因此，在同样的准确度要求下，ARQ的信道利用率高于FEC。 ARQ设备简单、经济。 ARQ需要反馈信道，因此用于单向传输和通播业务。 （5）在重发期间，信息以不规则的时延送给用户或终端。时延的变化不影响数据的正确传输，但对实时性要求高的系统，则不能接受。 2、前向纠错FEC方式（Forward Error Correction） 发端送出能够纠正错误的码，收端收到信码后自动地纠正传输中的错误。 FEC方式主要有以下特点： （1）FEC不需要反馈信道，因此能用于单向传输和通播系统。例如在航天测控通信系统中，陆上测控中心对海上测量船传送的引导数据和测量船发回陆上测控中心的测量数据，均用单向传输方式。 （2）FEC不需要随时存储信息以供重发。 （3）当信道传输条件极差、信道差错率严重限制着ARQ系统工作时，如果加用FEC组成混合纠错系统，则能提高ARQ系统的纠错效果。 （4）FEC纠错需要大量的冗余码，约占码元总数的25%～50%，从而降低了信道的使用效率，特别是在信道条件良好、传输差错很少的情况下，低效率传输成为突出的缺点。 （5）对于同样的信息准确度要求，FEC设备较ARQ设备复杂。 3、混合纠错HEC方式（Hybrid Error Correction） 混合纠错方式是检测反馈重发方式和前向纠错方式的结合。发端送出具有自动纠错同时又具有检错能力的码，收端收到信码后，检查差错情况。如果错误在码的纠错能力范围之内，则自动纠错；如果超过了码的纠错能力，但能检测出来，则经过反馈信道请求发端重发。这种方式具有自动纠错和检错重发的优点，可达到较低的误码率，因此，得到了广泛的应用。[5] 4、交错码 在短波信道上传输数据时，系统的差错率不仅与接收端的信噪比有关，而且受多径展宽和多普勒展宽的严重影响。短波信道的随机噪声将导致随机差错，快衰落和脉冲干扰将导致突发差错。突发差错通常用突发长度来表征，即一群差错由第一个差错码元至最后一个差错码元的持续时间来表示。在此持续时间内，不一定每一个码元都是错的。根据实际测量结果可知，每10S可能出现一次长度为1S～3S的突发差错。所以，在设计短波通信的差错控制系统时，一般要求能纠正长度为3S的突发差错。 交错是一种非常简单而有效的造码方法，可大大提高纠错能力。它利用纠随机错码或纠短突发错码，以交错的方法来构造码，以便纠正突发错误或纠正长突发错误，但这是以增加存储设备和通信延时为代价的。 交错技术是利用交错寄存矩阵，逐行寄存输入的编码序列，矩阵中每一行实为一个n位具有纠错能力的分组码，整个矩阵存满以后，再按列的次序取出，然后送入信道传输。在接收端，则把收到的序列按列的次序先存到一个与发端相同的交错寄存器矩阵，待存满后，按行的次序取出，送入解码器。通常矩阵中行数M为交织度，M越大，交错码的纠错能力越强。同时，所选用的基本纠错码的原有纠错能力越强，则交织后的纠错效果也越显著。通常选用BCH码进行交织，可以得到较好的结果。例如在50波特短波数据传输信道上，若选用BCH（15，7，3）码，交织度大于50，则可以抗单个突发长度为3S的突发差错。 将（ n , k ）线性分组码的i个码字排列i行的码阵，就构成了交错码阵。一个交错码阵就是（ ni , ki ）交错码的一个码字。交错码阵中的每行称为交错码的子码或行码。行数i称为交错度。行列监督码就是一种交错码。 例如，如下所示的（28，16）交错码的一个码字。 a61 a51 a41 a31 a21 a11 a01 a62 a52 a42 a32 a22 a12 a02 a63 a53 a43 a33 a23 a13 a03 a64 a54 a44 a34 a24 a14 a04 其行码是能纠单个错误的（7，4）循环码，交错度i =4。按列发送，则交错码的一个码字为a61 a62 a63 a64 …a01 a02 a03 a04。 在传输过程中，若发生长度b≤4的单个突发错误，那么无论从哪一位开始，至多只影响码阵中每一行的一个码元。接收端把收到的交错码再排列成原来的码阵，然后分别进行逐行译码。由于每一行码能纠正一个错误，故四行译完后，就可把b≤4的突发错误纠正过来。可见，交错码是把成串的突发错误均匀地分配给每个行码处理，从而实现纠突发错误。显然，若要纠正较长的突发错误，则可以增大交错度。由于交错码的行码具有纠随机错误的能力，所以交错码同时具有纠正随机错误和突发错误的能力。 1.1.1自动增益控制 为保证数据通信系统的正常工作，在电路硬件的设计上，必须采用有效的自动增益控制和限幅滤波措施，以降低噪声的干扰。自动增益控制电路在技术上十分成熟，实现起来也比较简单。在短波电台的接收电路中使用了较完善的自动增益控制电路，效果十分明显。在短波调制解调器的接收部分，也使用了自动增益控制电路，使接收信号趋于平稳。 1.1.1系统自愈功能 短波调制解调器对工作环境必须要有较大的适应能力，要能承受电台的射频干扰，单片机的程序运行要有较强的自愈能力，此外，上位系统终端对单片机的控制要非常可靠，采用“看门狗”技术和系统监控程序，能够有效的解决这个问题。 微处理器的应用程序通常以循环的方式运行，且每一次循环的时间基本固定。“看门狗”技术就是不断的监视程序循环运行时间，若发现时间超过已知的循环设定时间，则认为系统进入了“死循环”，然后强迫程序返回到0000H人口，在0000H处安排一段出错处理程序，从而使系统运行纳入正轨。 “看门狗”技术是由专用定时器的硬件来实现的，它可以有效地克服主程序或中断程序由于陷入“死循环”而带来不良后果。但当CPU受到严重干扰引起寄存器状态改变，导致中断关闭时，单独的硬件“看门狗”电路将不能胜任。因为这是程序主体部分的运行是正常的，只是响应和处理中断的能力丧失，在这种状态下，单片机系统往往不受上位机的控制。 在程序设计中，还需要以软件的方式来监视或刷新那些因受到干扰而影响整体程序正常运行的系统状态参数，其基本思路是：设T0中断为高级中断，当系统受到干扰后，主程序可能发生死循环，而中断服务程序也可能陷入死循环或因中断方式字的破坏而关闭中断。主程序的死循环可由T1中断服务程序进行监视；T0中断的故障关闭可由主程序进行监视；T1中断服务程序的死循环和故障关闭可由T0的中断服务程序进行监视。由于采用了多重软件监视方法，大大提高了系统运行的可靠性。但必须注意，若T0中断服务程序因干扰而陷入死循环，应用主程序和T1中断服务程序无法检测出来。因此，单独的软件抗干扰程序也无能为力。 硬件“看门狗”技术能有效监视程序陷入“死循环”故障，但对中断关闭故障无能为力；软件抗干扰程序对高级中断服务程序陷入“死循环”无能为力，但能监视全部中断关闭的故障。若将硬件“看门狗” 和软件抗干扰程序结合起来，可以互相取长补短，获得良好的抗干扰效果。 1.1小结 现代通信技术的发展使传统的短波通信具有了新的活力，计算机技术与通信技术的完美结合是当今信息技术发展的最关键的一个环节。从通信技术的角度来看，可利用的资源是十分有限的，其中包括信道资源、频率资源和传输方式等等。利用人们从长期的理论研究和工作实践中总结出来的规律和经验，以及专业化的训练所具有的业务技能，使我们在一定的时期内能够较好地利用短波信道的特点，完成通信任务。但这种应用无论从使用的范围上还是从工作的质量上都十分有限。 计算机技术的发展，微处理器技术的广泛应用，数字信号处理技术的成熟，以及计算机人工智能的逐步实现，使短波通信技术，尤其是短波数据通信技术得到了跨越式的发展，短波通信应用范围的普及和工作质量的提高都是空前的。以频率自适应技术为例，过去复杂烦琐的工作频率的选择，现在只需要按一下按扭就可以自动完成，其中所有的理论分析和参数计算全部由微处理器来准确无误地迅速完成。人们发明的莫尔斯电报是靠人工的方法来完成所表达信息与传输代码之间的转换，同样也是靠人工的方法来解决信号的抗干扰与纠错问题，其工作效率是非常低的，只要专业部门才有能力使用这种通信方式。由数字信号处理技术来完成信号的编解码，解决数据通信中的误码和纠错问题，其有效性是采用人工的方法所不能比拟的，这也使数据通信变得简单方便。 短波新技术的应用，给短波通信的发展注入了新的生命力，而技术的进步是无止境的，完全可以相信，短波通信作为一种信息资源的开发和利用，必将随着相关技术的发展而具有广泛的发展前途。 1短波低速调制解调器 1.1单片机技术在数据通信中的应用 1.1.180C196KB单片机简介 80C196KB单片机是Intel公司MCS-96系列中的一种16位单片机，它具有高速处理能力及低的电源消耗等特点。12MHz晶振时，16位加法指令只用0.66µs，其基本指令的执行时间为0.5µs ～ 1.5µs，指令是8098的超集，即8098指令80C196KB全部可以使用。它主要由一个高性能的16位CPU及外部设备构成。CPU包括232字节的寄存器阵列和寄存器算术逻辑单