手机射频

什么是手机射频 简单地说，手机射频(RF)就是收发信息或通话过程中，信号的接收和发送所必需的那部分 影响手机射频的两个因素   手机射频的2个影响因素主要为     1.天线的集成度,现在的手机为了外观小巧,很多天线集成在手机内部,对射频有影响,为了达到良好的效果,手机要更大的射频功率以维持正常工作,这样的话,会对人体产生一定的影响     2.接收机的特性对手机射频也有音响,差的接收机会让用户收听到低质量的声音,使用户丢失基站信息并且造成呼叫断线. GSM手机射频系统分析与研究     文章首先介绍了GSM手机的RF部分功能,从最原始的二次模拟变频开始,到现在出现的零中频方式,再到最新的采用DSP技术的数字低中频二次变频,分析了几种变频方法的优缺点,其中提出的最后一种数字变频方式更有利于现在新技术的应用,而且已有类似方案出现,而且在国内被一些厂家采用.在信号调制方面,对上变频的过程中的GMSK信号调制做出详细分析,结分别对不同压缩带宽的GMSK调制信号在误码率方面的影响做出比较分析,提出对现有的GMSK(BT=0.3)的调制方式改进在技术上实现的可能性,希望能在兼顾误码率效果和邻道干扰方面寻求一种更好的动态平衡效果,保证通信质量.     1 引言     GSM数字移动通信系统是由欧洲主要电信运营者和制造厂家组成的化委员会设计出来的,它是在蜂窝系统的基础上发展而成.随着大规模集成电路器件和微处理器技术的发展以及面贴装工艺的广泛应用,蜂窝移动通信有了实现的技术基础.我国陆地公用蜂窝数字移动通信网GSM通信系统采用900MHz频段: 905～915(移动台发、基站收) 950～960(基站发、移动台收),后来扩展到1.8GHz频段的DCSI800, 1710～1785(移动台发、基站收) 1805～1880(基站发、移动台收),因为后来扩展到1.8GHz频段只是在载波频段上不同,所以本文在很多时候主要针对900MHz频段进行讨论,文中结合了现今MOTOR,ADI,SILICOND等一些 GSM射频方案,在信号调制方面进行分析.     2.1 传统的二次变频简介与分析     传统GSM蜂窝手机是一个工作在双工状态下的收发信机.一部移动电话总的包括射频部分、基带部分;其中射频部分包括接受和发射部分,基带部分包括数字逻辑,电源管理和显示部分.射频系统由射频接收和射频发射两部分组成.射频接收电路完成接收信号的滤波、信号放大、解调等功能;射频发射电路主要完成语音基带信号的调制、变频、功率放大等功能.手机电路中不管是射频接收系统还是射频发射系统出现故障,都能导致手机不能进入GSM网络.射频电路则包含接收机射频处理、发射机射频处理和频率合成单元.传统的机型很多采用二次变频,若接收机射频电路中有两个混频电路,则该接收机是超外差二次变频接收机.超外差二次变频接收机的方框图如图1所示.     图1 超外差二次变频接收机     二次变频接收机多了二个混频器及一个VCO,这个VCO在一些电路中被叫做IFVCO或VHFVCO.诺基亚手机、爱立信手机、三星、松下和西门子等手机的接收机电路基本上都属于这种电路结构.在这种接收机电路中,若RXI/Q解调是锁相解调, 则解调用的参考信号通常都来自基准频率信号.这中采用二次变频的方法在第一次混频,即下变频多采用71MHz.这种模式有其自身的缺陷,成本很高;需要很多的分立的元件;存在镜像干扰的问题;在多模多频的情况下,如中国就是采用900MHz和1800MHz,如果是出口的手机还需要更多的中频率滤波器,因为有些国家就是用的850MHz,和1900MHz.     2.2 零中频优缺点分析     后来随着发展又出现直接变频的方式,现在国内,以国际上很多采用的是直接一次变频的方式,主要是采用零中频方式.在这一方面做的好的有ADI公司,一次变频如图2有其自身的好处如:更高的集成度,减少了中频滤波器,中频锁相环路,中频频率为零,不存在镜像干扰问题,但是它也有其自身的缺限,直流分量和低频干扰信号将会影响接收信号,现今ADI已有AD6539等IC产品出来.     图2 零中频接收机     2.3 数字低中频采用     为解决上面的一系列问题采用隔离型数字低中频.如图3,这样还是保证了其高的集成度;同样也没有中频滤波器,中频锁相环路,消除了镜像干扰,150KHz中频滤波很好的带宽选择性,由于每信道为200KHz,这样很好的消除了直流分量和低频干扰的问题.还可以防止本振荡的自身耦合和混频对接受信号的干扰.但是他就增加一个数字混频器.     这样对如手机的PCB布板是很有很大好处的,因为很多手机主板都是用的6层板,少量的是用的是8层板,除了地线,和几个从LDO出来的电源线外,多数信号线采用的4mil线宽,当然射频接受的I/Q信号线就采用的8mil,从天线开关出来向耦合器和天线走的布线就考虑很多了,线宽,走向,虽然有匹配网络来满足50欧姆功率传输功率匹配,但是一开始的走向影响是很大的,一旦布下去就最好不要经常改动,如果是同样的RF方案的话,最好追寻一种最好的布线就不要经常动了.因为在很多RF测试中和EMC测试的时候,是要花很多时间的,这样做很大的增加开发周期.所以如果外围电路得不到简化的话,射频性能很难得到改善,现在国内很多厂家的天线技术都不是很好,阻抗值,方向性都做得不是特别的精确,就算是上面的天线都正常,精确,但是手机有个很大的特点就是 Layout的空间很小,非常有限,所以很多的布线规则,如本振的底下不要走线,时钟信号要与敏感的信号线分开等,而且尽量避免FPC对射频部分的影响.这些都不能兼顾,如果说在RF部分能够留出足够的空间的话,就能更多的考虑RF的电路效应,以前都只是在功率传输,点测,和外场EMC的测试效果来分析,如果能留出更多的板内空间来进行EMC分析和微带线的耦合考虑,将会有更好的RF效果,当然前提是这些射频元件的指标都准确.目前Silicon公司有类似IC出现.     图3 数字低中频接收机     3.1 GMSK调制在GSM系统中的优缺点分析     GMSK调制方式的改进,为了获取良好的通信质量(QOS),提高系统的冗余量,降低邻道干扰,在最大程度减小误码率BER,现在有一个矛盾就是在移动通信系统中降低临道干扰和减小误码率BER之间种是有不可同时达到最好状态的矛盾[1].先从GMSK进行分析,GMSK是从MSK转化过来在前面加了Gaussian-LPF.加此滤波器的作用就是一种预调制,这样可以让数字信号的频谱进一步衰减,来减小对别的频段干扰,尤其是对邻近信道的干扰,通过Agilent公司的ADS(Advanced Design System)仿真软件模拟如图4:其中每信道的带宽为200KHz.     图4 GSM单一信道频谱仿真     下面对高斯滤波器进行时域分析,     其中:     B为下降3dB带宽,T为每位码元周期,由于GSM采用TDMA方式所以每信道为8个时隙,每个时隙分给一个用户,共8个用户,显然尽量保持原有系统兼容性,T不能随意更改.     3.2 GMSK信号分析     所以,我们尽量分析通过修改高斯滤波器从B开始分析,现在国内很多采用BT=0.3的GMSK调制方式,要求是邻道干扰<60dB,随着BT值的减小邻道干扰将进一步减小,首先必须承认一个事实就是BT值还是能进一步减小,比如,日本就是用的BT=0.25GMSK,目前有下面这些情况;现有的手机都是和基站通信或者和相关基站的直放站通信,不同的基站的发射功率,这主要和某覆盖区的用户密度和数量有一定关系,一般城区用户密度高,所以基站多,每基站相对覆盖范围小,尤其是在商业繁华区,但是乡村的情况正好相反,在很大的范围内用户数量有限制,所以相对基站的覆盖范围都很大,但是不同的区在不同的时间内用户程度会有所变化,一般商业区在非正常工作时期用户的数量会减少,娱乐场所密集的地方在非正常工作时间却会出现用户数量猛增等等,所以种种上述问题,希望研究出一定的动态调节功能,在这里主要是动态调节B,将B定为B(x);虽然在基站架设和信道分配时候就将同信道重复使用时在物理空间上有意识的隔开了距离.因为随着以后的发展,城市的用户密度会更进一步的提高,可能会需要更多的基站,这样在高密度的情况下还保持通信成功就要解决干扰问题,本文主要讨论从减小邻道干扰入手,这样B(x)的值就要下调,同样BER受到影响[3].下图5为GMSK调制信号流程     图5 GMSK信号调制流程     首先设进入GPLF的NRZ信号[2]为:     进入PLF后     经过积分器后:     最后     分別取cos与sin作I、Q调变,再乘上载波(carrier):     其中:     3.3 码元仿真分析     因为GSM的传输速率是270Kb/s,所以每位码元的时间为3.69us.因为现在广泛用的是BT=0.3的传输系统,下面对BT=0.2和BT=0.1时作出分析.     下图6是对三种情况的一位码元进行分析,然后从其图形来分析任一位码元的相位图对前后码的影响.下图是对     的MATLAB仿真,实际上     的图形是只不过是在横坐标上前后移动Tb.     由观察得知,当BT乘积越小时,在一个位元区间前面位的相位函数与本位的更贴近,在一个位元区间內的信号会受到更多临近码元的干扰,显然不管是BT等于0.1,0.2还是0.3这位元的     对于后面两位的干扰要大于对前面位的干扰,因为相位是增函数.θ(t)可以写成     当B(x)T乘积越小时,每一个码元会受到更多的邻近码元的干扰,如果当前码元是N(0),它将最容易受N(-1),N(-2),N(+1),N(+2)的影响.如果我们先以从最简单的分析,只考虑3位的情况,即N(-1),N(0),N(1).下面构造一相位矩正,此矩正列为8,即三位码元的不同组合即从000-->111,行数为取样点数暂设为4已便分析.Pij则为矩正相应的元素,其中1 ≤i≤4,1 ≤j≤8,     再根据欲调制的数据去查相应的相位值,对于N(i) , i ≤-2时其相位累积影响基本上都是θref,θref可以用同样建立相位表的方法计算求得,在3位情况时θi'(t)有23种情况,即从000-->111所以     θ i(t)=θi'(t)+θref(t)     (i-1)*T ≤ t ≤ i *T .     当然在实际中我们为里精确可以同时一下考虑5或者7位码元,取样点数取到16或者32,相位矩正就被放大,但是这就运算复杂一点,对于一连串的传输的帧格式来说,我们可以用滑动窗的方式来处理,比如8位bit的帧我门如果用五位的窗来分析的话就需要移动4次,本文仅分析了一下3位的窗特性.所以还在B(x)T减小时,码间串扰还是能够一定程度解决的,但是这就要求接收处理的DSP有足够的速度,同时B(x)的值可以减小的同时还应该兼顾一些实际情况,比如说在夜间小区内通信数量少,就可以适当的放宽对B(x)的要求,还是保持0.3,因为毕竟这样可以在BER上有所提高.但是在白天尤其在高密度通信区采用这样的方法对将来如果要增设基站,增加小区密度时,会为GSM传输系统提供更高的冗余量.当然现在也还有一些对于BER的新解决方法,主要是实时BER检测等.     4 结束语     本文的讨论的内容主要是在移动通讯终端产品设计中应用,主要分析了现有GSM系统中的射频方案,讨论采用数字中频的实际好处.和对GMSK在手机中的调制方法作出分析,提出在技术上可改进的可能. 手机射频功率控制环路设计     为了保证系统的容量及互操作性,GSM系统规范对手机发射功率的精度、平坦度、发射频谱纯度以及带外杂散信号进行了严格的规定,对手机射频功率放大器功率控制环路的设计提出了很高的要求.本文介绍了功率反馈控制法和电流检测反馈控制法,并对第一种方法给出了详细的设计步骤.     GSM系统为时分多址(TDMA)系统,不同的用户在时间轴上被分隔开,每个用户在特定的一个时间间隔(时隙)内接收或发送信息.TDMA系统的该特性极大地提高了频谱利用率,同时也对移动台射频前端的设计提出了极大的挑战.GSM系统要求移动台的发射机以突发方式工作,即只在规定的时隙内开机发送信息,而在其它时隙则处于关闭状态.这种开关工作状态会使发射频谱内含有大量的杂散分量,严重影响其他用户.为保证系统容量和互操作性,必须对移动台发射机的指标提出要求,这在ETSI GSM 11.10系列规范中都有规定.     图1 PVT 功率-时间     为了达到规范要求,移动台发射机信号的上升沿和下降沿不能过于陡峭,而必须是一个缓升和缓降的过程,如图1所示.图中最上及最下两条曲线称为功率-时间模板,在测试时发射信号在每个时隙的功率-时间关系曲线不能超越这个模板,否则发射频谱纯度将不能满足要求,或者会丢失发射信息.中间曲线为射频功放的增益控制电压,由系统控制单元给出,用以控制射频输出功率.这要求能对发射机中的射频功率放大器实现精确的功率控制,同时,GSM移动台发射机根据系统要求也要能工作于几个功率等级上,这也要求精确的功率控制,为此必须采用反馈控制环路.实现功率控制的方法较多,比较常用的为输出功率检测反馈控制法,该方法直接检测射频输出功率,通过反馈环路实现闭环功率控制.另外一种方法为电流检测反馈控制法,它检测末级功放管的电流,再通过反馈环路实现对输出功率的控制.     输出功率检测反馈控制法     图2 功率控制环路的数学模型     为便于分析,首先给出功率控制环路的数学模型,如图2所示.     该反馈控制系统由五大部分组成:     1. 比较器:该部件负责比较由系统指令单元送出的控制信号SC与反馈信号SF之间的差别,并乘以增益Ks,给出误差信号SE送到积分器,     2. 积分器:由以下的分析将会看出,加入积分器的目的是为了使输出电压Vo仅取决于SC和反馈增益KcKd,而与放大器增益Ka无关,从而改善环路控制特性.     3. 放大器:为射频功率放大器,增益可随外加控制电压的变化而变化,增益为Ka.当外加控制电压低于某一特定值Vthreshold时,放大器不导通,无输出信号.     4. 耦合器:耦合器为一功率取样部件,可将少量的射频功率取出.增益为Kc=10[-CF/20],其中CF称为耦合系数.     5. 检波器:检波器负责将耦合器送来的射频信号进行平均值检波,得到对应的直流电压SF作为反馈信号.检波器的增益为Kd.     当控制环路闭合后,SC作为功率控制环路的一个输入来设定输出功率,Vo为功率放大器的输出,耦合器将一部分射频能量取出,经检波器变为反馈信号SF,然后与SC经比较器处理得到误差电压SE,再经积分器得到功率放大器的控制电压.这个过程可以表示为:       Vo对时间的变化率可表示为:     在稳态时dVo/dt=0,所以此时 Vo="SC/KdKc".这表明射频输出功率仅与控制电压和反馈支路的增益有关,而与Ka无关,这就是带有积分器的反馈控制环路的基本特性.     输出功率检测反馈控制电路设计     下面以图3所示的实例来说明功率控制环路的详细设计步骤.     图3     在图3中,D1、D2和R4组成双肖特基二极管检波电路,D1和D2配对使用可以补偿温度系数的影响,本例中检波器的增益为0.45(-7dB),可承受的输入信号范围为-20dBm～+20dBm.     R5、C3及U1A组成比较器和积分器,负责比较检波器的输出和控制信号SC,得出误差电压SE并积分.     图中增益Kc=10[-CF/20],其中CF为耦合系数.在整个环路的设计中,耦合器的选择及积分器时间常数的确定比较关键,前者选择不当会使耦合信号的幅度超出检波器工作的动态范围,而后者决定了环路是否能在规定的时间内完成开机锁定.GSM规范要求移动台的最小功率等级为5dBm,最大为33dBm(以上值均为天线处测量值).而本实例电路中检波器能检测的最小功率为-20dBm,最大功率为20dBm.在功率控制环路开始工作的初始阶段,系统控制单元必须先给出一个较小的功率控制信号,使环路完成锁定,进入跟踪状态.这个初始功率控制信号称为Vpedestal.Vpedestal不能太大,GSM规范指出该值应比最小功率等级低1-6dB,这里选4dB进行计算:     Vpedestal=(Pmin+Loss)-Pmargin=(5dBm+1dB)-4dB=2dBm     其中Loss为功率放大器后接器件插入损耗.为了不使反馈的射频信号低于检波器的最低可检测功率,耦合器的耦合系数应留有余量,这里取余量安全因素(Safety Factor)为3dB,综合考虑以上因素,并在最坏情况下计算,可知:     CF≤Ppedestal-Pmindet-Safety Factor = 2dBm-(-20dBm)-3dBm= 19dBm     同时为了不使检波器过载:     CF≥(Pmax+Loss)-Pmaxdet+Safety Factor=(33+1)dBm-20dBm+3dB=17dB     其中Pmax为移动台最大发射功率等级(33dBm),Pmaxdet与Pmindet分别为检波器最大及最小可承受功率.     GSM规范同时对功率控制环路的锁定时间提出了要求,见图2.     在环路刚上电时,射频功放由于其增益控制端的电压没有达到Vthreshold,因此功放无功率输出,环路不闭合.这样积分器的输入就仅为SC,它需要一定时间进行初始化以便达到Vthreshold,使控制环路闭合.在开始的几个微秒时间里,系统指令单元输出一很小的电压Vpedestal,积分器不断对这个恒定电压进行积分,直到达到Vthreshold,功放有输出信号,使环路闭合,这时SC就可以走图中所示的台阶状曲线,直到达到稳定功率输出为止.     从图中可知,这一时间实际上就是Vpeddstal状态持续的时间,规范中规定为8微秒.在这段时间中,环路必须利用给出的初始控制信号Vpedestal完成锁定,这实际上对积分器时间常数的选取提出了要求.根据一阶环路的特性,锁定时间可由下式近似得到:     Tlock=Vthreshold×C×R/Vpedestal     为加快环路的锁定,可在积分器的输出端加入"粗调"电压Voffset,与积分器的输出一起组成功率放大器的控制电压,这是通过图3中的U2A来实现的.此时环路锁定时间变为:     Tlock=(Vthreshold-Voffseet)×C×R/Vpedestal     电流检测反馈控制     功率控制方法为电流反馈控制型,它是通过检测末级功放管的电流来实现功率控制的,如图4所示.     图4     对应不同的输出功率,射频功放向电源索取不同的电流,从图中可以看出,电流取样电阻检测电流的这种变化,作为反馈信息与SC比较并积分得到功放控制电压,从而实现输出功率的闭环控制.     该方法的好处是可以节省元器件(耦合器,检波器及相关外围器件),并简化系统设计.但由于该方法不是直接检测输出功率,射频功放的电流与输出功率的关系比较复杂,与很多时变因素有关,因此控制精度不及功率检测法高.     本文小结     GSM规范11.10对移动台发射机功率控制环路的精度,跟踪速度和稳定性提出了很高的要求.目前,采用耦合器-检波器的功率检测法,是最常用也是性能最好、适用范围最广的一种功率控制方法.为了保证回路的性能,必须仔细考虑检波器的动态范围和热稳定性、耦合器的选择、积分器时间常数的选择,以及加入"粗调"电压等. 手机射频特性测量解决方案及应用     手机射频特性测量解决方案包括辐射功率和接收机特性的测量,本文介绍了测试原理和测试系统的组成以及测试过程,同时介绍了在GSM、CDMA等测量中的应用.     在现代网络中,好的辐射特性是手机有效工作的关键.目前手机的尺寸越来越小,出现的经常折衷辐射特性的情况,例如以一个很小的尺寸完成有效的天线并同时覆盖蜂窝和PCS频率是非常困难的.一个全面的精确的辐射特性,可以帮助设计师和制造商确定手机在限制的蜂窝网络设计特性范围内工作.     通常手机的射频指标测量分为接收机和发射机两部分.对于接收机来说,主要通过测量BER或FER来测量接收机的灵敏度,以及RXQual和RXLev等.     对于发射机来说主要测量发射功率以及发射频谱,杂散等参数.这些指标参数通常是先用一个手机天线适配器通过有线的连接方式连接到手机综测仪上,呼叫连接的建立是通过有线的方式.这样天线对于指标的影响是不能体现的.     一般地,峰值EIRP不是手机特性的一个好的指标说明.例如,如果手机天线系统的辐射方向图是高有向性的,峰值EIRP则高(由于天线增益在某个方向上高),其他方向则覆盖不好.在蜂窝环境中,天线系统的空间覆盖最大化是最好的.这样用户不用把天线指向某个特殊方向就可以得到好的呼叫特性.     另外,人的头部会改变天线的辐射方向图的形状和峰值.因此头部引起的损耗对于频率,设备尺寸和天线设计非常有意义.从场的特性来看,测量头部模型下的平均和峰值EIRP比在空间条件下测量峰值EIRP更有意义.     CTIA标准要求测量球坐标下的全向辐射功率,给出了TRP(辐射功率和)的定义,如图1所示.     接收机的特性对于整个手机系统也很重要.差的接收机特性会使用户收听到很低质量的声音信号,甚至使用户丢失基站信息并造成终止呼叫.差的接收机灵敏度经常是由于发射机发射的内部噪声和杂散信号回馈到接收机内部造成的.因此,CTIA标准要求:在发射机最大发射功率下测量接收机灵敏度.并要求测量球坐标下的手机的灵敏度,即TIS(全向灵敏度和),图2和公式(1)给出了TIS的定义:     大环法的测量方法     CTIA规定了一种称为大环法的测量方法,如图3所示.对于TIS测量,需要6个大环切面完成3D球坐标的测量.角围绕垂直转台平面的轴旋转,每隔30度取一个测量点,起始点如图4所示.同样角围绕水平转台平面的轴旋转.     对于TRP测量,需要6个大环切面完成3D球坐标的测量.围绕垂直转台平面的轴旋转,每隔15度取一个测量点,起始点如图4所示.     手机的射频特性测量不仅要求在无线连接模式下进行,同时要求模拟人的头部对各项指标的影响,图4为人体头部的模型和轴向规定,模型内部需要填充液体,用于模拟人的体液对电磁辐射场的影响.表1是填充液的比例.     如果被测手机支持多空中接口技术,可以依此对每个标准进行测量.首先进行空间损耗的测量,然后进行系统信号通路的校准,将校准值记录.     选择相应的通信标准,通过综测仪与手机建立呼叫,然后在需要的频率点上进行辐射功率的测量.测试的条件分别在自由空间和增加人头模型两种情况下进行.     选择相应的通信标准,通过综测仪与手机建立呼叫,然后在标准规定的频段内取三个频率点,分别为高,中,低,然而进行FER或BER的测量.如果BER或FER超过规定值,增加综测仪的输出功率,直到达到规定的BER或FER.记录相应的被测手机的输出电平.测试方法按照第二部分进行,每个规定的位置上每个频率点都要做灵敏度的测量.     TS9970是R&S公司专门用于测量手机的RF特性的测量系统.在实际条件下,对手机发射和接收部分通过空中接口进行RF指标的测量.能够按照上述的方法和定义自动TRP和TIS的测量.     TS9970可以支持如下标准:     GSM 400, 850, 900, 1800, 1900     CDMA / CDMA2000 800, 1900     TDMA 800, 1900     AMPS                                      GPRS     Bluetooth     W-CDMA (UMTS)     同时可以测量固定电平下的BER或FER,以及要求达到的BER时的接收电平.测试系统由手机综测仪CMU200、频谱仪FSx、信号源SMx、RF分路开关以及转台控制器组成.其中手机综测仪CMU200用于通过空中接口与被测手机建立连接,使被测手机处于实际工作状态.频谱仪用于测量当通信连接建立后天线的方向图以及信号通路和空中衰减的校准.信号源用于信号     通路和空中衰减的校准.系统构成如下图5所示.     TS9970的实际应用     我们分别以GSM的辐射功率测量和CDMA的接收机测量为例,介绍TS9970的实际应用.     1. GSM1900的辐射功率测量     由于GSM1900采用的是恒包络调制技术(GMSK)的TDMA技术,最小的测量功率由一个有效的时隙中心的85%的线性平均给定.多于一个时隙的平均会减小测量精度.一个有效时隙的定义宽度为0.577(10%,频谱分析仪必须设置到零跨度,同时使用视频触发,视频带宽设到300kHz,扫描时间设置到在脉冲中心85%的跨度上至少300个采样点,通常0.65ms的设置对于频谱仪来说是比较适合的.触发电平尽可能的接近噪声本底,而不产生杂散触发,通常高于本底噪声5-10dB比较合适.因为如果GSM的时隙电平接近触发电平,会产生杂散触发,这样减小零数据引起的触发.     通过广播控制信道和手机的相关参数,呼叫手机并命令其到语音通道.测试在手机支持的频段上三个不同的频率对进行,如下表定义的频率点:     按照图3、图4的配置设置好,分别在轴和轴进行采样测量,其中轴每旋转一次采样24个点,轴每旋转一次采样12个点.测量结束后将采样测量数据带入公式(1)中,计算出辐射功率和.每个频率点都要做一次这样的测量.     注:CDMA采用数字扩谱技术,基站通过发送"升"和"降"来动态管理功率控制,以保持在要求的范围内的接收功率.最大发射功率是通过连续发送"升"位信号,几ms后达到最大功率.     为覆盖扩谱的范围,接收机前端采用宽的带宽是必要的.数字包络会引起峰值检波器的读数过高,因此必须使用窄的视频带宽和视频平均以测定真的RMS功率值.频谱仪设置到零跨度,分辨带宽3MHz,视频带宽1kHz,扫描时间最小100ms,接收到的信号必须稳定以得到可用的结果.     2. CDMA接收机特性的测量     CDMA接收机灵敏度的测量需要通过基站模拟器来定义接收机的灵敏度,当接收机在0.5%的FER或95%的置信度时记录最小前向联结功率.设置按照如下参数设置:     (1) 前向联结功率:-75dBm                                (2) 功率控制:闭环控制     (3) 其他参数按照被测手机相应的标准(IS95,CDMA0NE,CDMA2000)进行设置.     如果测试点发生在零符号时,前向功率会增加,以建立和保持呼叫.呼叫EUT并命令其到参考测试信道,建立数字语音信道,调用FER测试.观测到的帧数要和95%的置信电平一致,但最大不能超过2000帧.当RF电平接近CDMA灵敏度电平时,调整的功率步进值不能大于0.5dB.当每个测试点的最终灵敏度找到后,功率控制设置为总升状态(always up).每次更换测量频点前,前向联结功率和功率控制必须设回初始状态.     测试过程按第三部分叙述的进行.其中轴每旋转一次采样12个点,轴每旋转一次采样6个点.测量结束后将采样测量数据带入公式(2)中,计算出TIS.     3. GSM、3GPP双模手机     目前国内已经出现GSM、3GPP双模手机.对于3GPP的测试目前基站模拟器CMU200已经可以完全支持,并用于3GPP手机的研发和生产.因此TS9970可以支持GSM、3GPP双模手机,系统的控制软件正在开发中.     本文小结     TS9970不仅能够测量手机的RF特性,帮助手机的设计师提高产品的性能指标,增加手机的市场竞争力.同时能够作为CTIA的标准认证测试系统使用.在移动通信迅速发展的今天,绿色手机、环保手机越来越受到设计部门、制造厂商和用户的重视,特别是电磁兼容的问题也更加突出,因此各种体制的手机的无线射频指标也将成为评价手机的重要部分. 手机射频接收功能电路分析     一、接收电路的基本组成     移动通信设备常采用超外差变频接收机.这是因为天线感应接收到的信号十分微弱,而鉴频器要求的输入信号电平较高而且稳定.放大器的总增益一般需在120dB以上.这么大的放大量,要用多级调谐放大器且要稳定,实际上是很难办得到的.另外高频选频放大器的通带宽度太宽,当频率改变时,多级放大器的所有调谐回路必须跟着改变,而且要做到统一调谐,这也是难以做到的.超外差接收机则没有这种问题,它将接收到的射频信号转换成固定的中频,其主要增益来自于稳定的中频放大器.     手机接收机有三种基本的框架结构:一种是超外差一次变频接收机,一种是超外差二次变频接收机,第三种是直接变频线性接收机.     超外差变频接收机的核心电路就是混频器,可以根据手机接收机电路中混频器的数量来确定该接收机的电路结构.     1.超外差一次变频接收机     接收机射频电路中只有一个混频电路的称作超外差一次变频接收机.超外差一次变频接收机的原理方框图如图4-1所示.它包括天线电路(ANT)、低噪声放大器(LNA)、混频器(Mixer)、中频放大器(IF Amplifier)和解调电路(Demodulator)等.摩托罗拉手机接收电路基本上都采用以上电路.     超外差一次变频接收机工作过程是:天线感应到的无线蜂窝信号(GSM900频段935,--960MHz或DCSl800频段1805---1880MHz)不断变频,经天线电路和射频滤波器进入接收电路.接收到的信号首先由低噪声放大器进行放大,放大后的信号再经射频滤波器后,被送到混频器.在混频器中,射频信号与接收VCO信号进行混频,得到接收中频信号.中频信号经中频放大后,在中频处理模块内进行RXI/Q解调,解调所用的参考信号来自接收中频VCO.该信号首先在中频处理电路中被分频,然后与接收中频信号进行混频,得到67.707kHz的RXI/Q信号.     2.超外差二次变频接收机     若接收机射频电路中有两个混频电路,则该机是超外差二次变频接收机.超外差二次变频接收机的方框图:如图4-2所示.     与一次变频接收机相比,二次变频接收机多了一个混频器和一个VCO,这个VCO在一些电路中被叫作IFVCO或VHFVCO.诺基亚手机、爱立信手机、三星、松下和西门子等手机的接收电路大多数属于这种电路结构.     在图4-1和图4-2中,解调电路部分也有VCO,应注意的是,该处的VCO信号是用于解调,作参考信号而且该VCO信号通常来自两种方式:一是来自基准频率信号13MHz,另一种是来自专门的中频VCO.     超外差二次变频接收机工作过程是:天线感应到的无线蜂窝信号(GSM900频段935~960MHz或DCSl800频段1805-1880MHz)经天线电路和射频滤波器进入接收电路.接收到的信号首先由低噪声放大器进行放大放大后的信号再经射频滤波后被送到第一混频器.在第一混频器中,射频信号接收VCO信号进行混频,得到接收第一中频信号.第一中频信号与接收第二本机振荡信号混频,得到接收第二中频.接收第二本机振荡来自VHFVCO电路.接收第二中频信号经二中频放大后,在中频处理模块内进行RXI/Q解调,解调所用的参考信号来自接收中频VCO.该信号首先在中频处理电路中被分频,然后与接收中频信号进行混频,得到67.707kHz的RXI/Q信号.     3.直接变频线性接收机     随着新型手机的面世,一些新型手机采用了直接变频线性接收电路.如诺基亚的8210、8250、3310手机等.这种接收机的电路结构如图4-3所示.     从前面的一次变频接收机和二次变频接收机的方框图可以看到,RXI/Q信号都是从解调电路输出的,但直接变频线性接收机中,混频器输出的就是RXVQ信号了.     但不管电路结构怎样变,它们总有相似之处:信号是从天线到低噪声放大器,经过频率变换单元,再到语音处理电路.     二、天线电路     天线电路是手机接收电路的第一级电路,也是发射电路的最后一级电路.主要作用有以下几点:一是将天线将空中的电磁波转化为高频电流并将其输送到接收电路中.二是分离发发射和接收信号,避免二者相互干扰.由于GSM手机使用了TDMA技术,接收机与发射机间歇工作,天线开关在逻辑电路的控制下,在适当的时隙内接向接收机或发射机通道.三是用于切换内接和外接天线电路.四是对于双频或三频手机,天线电路还可以将GSM900MHz、GSMl800MHz或PCNl900MHz信号分开.     目前,手机的天线电路主要采用了以下三种形式,下面分别介绍.     1.天线开关电路     天线开关电路一般由集成电路和外接元件组成,如摩托罗拉P7689手机就采用了这种方式,主要由U150、U151及相关外围元件组成,如图4-4所示.     该天线开关电路主要有以下三点作用:     (1) 用于内置天线ANTl与外接收天线EXT-ANT切换;     (2)用于收发信切换;     (3)用于收信1800MHz、900MHz、1900MHz切换.     外接天线由底部接插座J600的第2脚提供,其中,INT-2是收信1800MHz频段信号输出,1NT-3是收信900MHz和1900MHz频段信号输出,RX275-DCS是DCS频段控制信号,RX275-GSM-PCS是GSM、PCN频段控制信号,均来自于CPU;TXIN为发射信号输入,RF-V1为收发切换器正电源,TXON为发射允许信号,RX-     0N为接收允许信号,FILTERED为负电源.     该天线开关电路有四路控制信号:     (1)U151的2脚输出的ANTl信号控制U150内的内天线开关是转向接收电路还是转向发射电路.     (2) U151的3脚输出的ANT2信号控制U150内的外天线开关是转向接收电路还是转向发射电路.     (3) RX275-DCS信号控制U150内的DCS频段信号是否和内置或外接天线接通.     (4)RX275-GSM-PCS信号控制U150内的GSM、PCN频段信号是否和内置或外接天线接通.     2、双工滤波器     有些手机的天线电路采用了双工滤波器(双工器).双工器是一种无源器件.内部包括发射滤波器和接收滤波器,它们都是带通滤波器.双工器有三个端口,即公共端天线接口、发射输出端及接收输入端.诺基亚5110手机就采用发这种形式的天线电路,有关电路见图4-5所示.     双工器的ANT端接天线,RX端为接收信号的输出端,TX端为发射信号的输入端.     3.双讯器     在有的手机中,天线电路采用了双讯器(DIPlexer).双讯器实际上和双工滤波器差不多,所不同的是,双讯器除将发射信号和接收信号分开外,还将GSM900MHz与GSMl800MHz信号分开.诺基 3310手机的天电路就采用了双讯器,有关电路见图4-6所示.     图中所示的是一个带开关电路的双讯器的组件,TXVGSM与TXVDCS是控制端,GSM-TX、GSM-RX 别代表GSM的发射、接收端口,DCS-TX、DCS-RX分别代表1800MHz收发信机的发射、接收端口.双讯器GSM射频信号与DCS射频信号进行分离,而开关电路则将发射射频信号与接收射频信号分离.     诺基亚3310手机使用内置天线.天线感应接收到的无线蜂窝信号被转化成高频电信号,这些信号包含GSM900接收射频信号.DCSl800接收射频信号和其他一些无用信号.     天线接收到的射频信号首先到达Z502.Z502是一个包含射频开关的双讯器.它对GSM射频信号和DCS射频信号通道进行切换,同时也对接收与发射射频信号进行分离.Z502的控制信号来自N500模块.当TXVGSM信号有效时,Z502将天线连接至GSM接收机和发射机电路;当TXVDCS信号有效时,Z502将天线连接至DCS接收机和发射机电路.     从上面分析中可以看出,双讯器和天线开关在电路结构和功能上十分相似,不同的是,天线开关集成电路内部只是一组开关而没有滤波器,而双讯器内部不但有双工滤波器,而且还包含开关电路.     三、低噪声放大电路     低噪声放大器在电路中主要是对天线感应到的微弱的射频信号进行放大,以满足混频器对输入信号的幅度的要求.在手机电路图中,低噪声放大器的英文缩写是LNA(LowNoiseAmplifier).     低噪声放大器是接收机的第一级放大电路,位于天线电路之后.在低噪声放大器的前后,通常都有射频滤波器.     低噪声放大器是一个高频小信号放大器,这个放大器中的三极管要求截止频率高,放大倍数大,噪声系数小.第一级信号很小,工作点通常设得比较低,同时加电流负反馈,减小噪声.     高频放大电路采用低噪声放大器可以改善接收机的总噪声系数.同时高频放大器还防止RXVCO信号从天线路径辐射出去.分立元件的低噪声放大器通常都采用共发射极电路,用以将微弱的射频信号进行放大并弥补射频滤波器带来的插入损耗.在低噪声射频晶体管放大器中,从低噪声性能出发,其偏压或偏流的供给都是通过电抗滤波器供给的,这样做可以避免电源噪声和偏置电阻的热噪声引入到射频通道中,影响放大器的噪声性能.图4-7是摩托罗拉P7689手机中的GSM900低噪声放大器电路.     在电路中,三极管Q400是低噪声放大器的核心器件.Q400与周边元件一起构成了GSM900低噪声放大器.其中C402是输入电容,C405是集电极输出电容.LA02、R401、C403等一起构成一个电抗滤波供电电路,将RX-275-GSM电源进行滤波,然后给Q400的集电极供电;I_A01、R403、C403等也构成一个电抗滤波电路,对RX-275-GSM电源滤波后给Q400的基极供电.R401是交流负载电阻,Q400的放大作用就是通过该电阻表现出采.L402则是集电极的直流通道.在基极电路中,电阻R403构成一个固定式偏置电路.     在以Q400为核心的低噪声放大器电路的前一级和后一级,都有一个射频滤波器.这两个射频滤波器都是带通滤波器,只允许GSM接收频段内的射频信号通过.     在电路中,RX-275-GSM给Q400的集电极和基极提供工作屯压,当该信号为高电平时,启动低噪声放大器.     需要注意的是:有些手机并没有设置以上分立元件组成的低噪声放大器,其低噪声放大电路已集成在集成电路中.     四、混频电路     对于超外差一次变频接收机和直接变频线性接收机,接收机需对高频信号变频一次,对于超外差二次变频电路,接收机需对高频信号变频两次.这项工作由混频电路来完成.     混频就是将两个不同的信号--本机振荡信号和信号频率加到非线形器件上,进行频率组合后取其差频或和频,从而满足电路的需要.而这个差频或和频是固定不变的,我们也把这种变化称为频谱搬移.混频的英文缩写是MIX.     超外差接收机的频率变换单元一般有自激式变换器和它激式变换器.如果本机振荡与混频由同一电路完成,则为自激式变频器;如果频率变换和本机振荡信号的产生分别由不同的器件构成则称其为它激式变频器.所有的手机均采用它激式变频电路.在这种变频电路中,我们称其频率变换单元为混频器.所以变频器与混频器是两个不同的概念.     自激式变频器和它激式变频器电路框图如图4-8和4-9所示. 手机的混频器有两个输入端和一个输出端,即:一个信号输入端、一个本机振荡输入端和一个信号输出端.     1.混频器的上变频和下变频     (1)上变频电路     当变频器的输出为信号频率与本振信号之和,且比信号频率高时,所用的变频器被称为上边带上变频.当变频器的输出信号为信号频率与本振信号之差,且比信号频率高时,所用的变频器被称为下边带上变频.上变频器主要用于发射电路中.     (2)下变频电路     当变频器的输出为信号频率与本振信号之差,且比信号频率低,则此变频器为下变频器.手机接收机电路中的混频器都是下变频器.     2.混频电路的基本形式     (1)二极管混频电路     用二极管做非线性混频元件的混频电路叫做二极管混频电路.这种混频器的最大优点是电路简单、噪声系数小,但是,因为二极管没有放大能力,所以混频增益低.采用二极管混频电路的手机不多,只有早期的诺基亚8110、3810等少数几种手机采用.     (2)晶体管混频电路     晶体管混频器有多种电路形式.其中双极型晶体管混频器可在共发射极电路基础上构成.摩托罗拉手机的混频器多采用此种电路.信号和本振信号由基极输入,或信号由基极输入、本振信号由发射极输入.下面以摩托罗拉P7689手机的混频电路为例进行说明,有关电路见图4-10所示.     电路中,三极管Q450不是工作在放大区,而是工作在三极管的非线形区域.该电路是一个固定式偏置的共发射电路,R450、R45l、R452、C450、L450构成了电路的偏置电路,R450、R451、R452、C450、L450也构成一个去耦电路(滤波电路),防止电源中的噪声对混频器造成干扰.     (4) 集成电路混频电路     集成电路混频电路在手机混频电路中应用的最多,在早期的手机中,有的混频器单独使用一个集成组件,如今手机中的混频器多被集成在一个复合的射频处理或中频处理模块中.     五、中频放大器     1.中频放大器的作用     手机的接收机均要使用中频放大器.中频放大器最主要的作用是:     (1)获取高增益:与射频放大部分相比,由于中频频率固定,并且频率较低,可以很容易地得到较高的增益,因而可以为下一级提供足够大的输入.     (2)提高选择性:接收机的邻近频率选择性一般由中频放大器的通频带宽度决定.     2.中频放大器的要求     对于中频放大器,不仅需要得到高的增益、好的选择性,还要有足够的通频带和好的频率响应、大的动态范围等.而接收机的邻近信道选择性一般由中频放大器的通频带宽度决定,由于中频信号为单一的固定频率,其通频带可最大限度地做得很小,以提高相邻信道选择性.在实际应用中,一般采用多级放大器,并使每级实现某一技术要求.不论接收机采用一次或二次变频技术,中频放大器总是位居于变频之后.     为避免镜频干扰,提高镜频选择性,接收机通常采用降低第一本机振荡频率提高第一中频频率和多次变频的方法,使信号频谱逐渐由射频搬移到较低频率上.     3.手机常见中频放大电路     手机电路中使用的大多是各厂家自己的专用芯片.分离元件的中频放大器电路形式与低噪声放大器的电路形式很相似,也是一个共发射极电路,只是它们工作的频点不一样.     在目前大多数手机电路中,摩托罗拉手机中的中频放大器通常使用分离元件的中频放大器,其他手机中的中频放大器通常都是在一个集成电路中.如上图4-11是摩托罗拉P7689手机的中频放大器电路.     中频放大器的电路形式与低噪声放大器的电路形式相差无几,但它们工作的频罩不同.低噪声放大器是一个宽带放大器,而中频放大器是一个窄带放大器.     在上图所示的电路中,混频后的信号经C460送人FL457,由FL457选出400MHz中频信号,中频信号经Q480放大后送到中频ICU200解调,Q480的偏置电压由U200的C7脚送来的SW-VCC提供.     需要说明的是:在超外差一次变频接收机电路中,有一个中频放大器;在超外差二次变频接收机中,则通常有第一、第二中频放大器;在直接变频线性接收机中,没有中频放大器.     六、解调电路     在移动通信和手机电路中,常用的解调技术有锁相解调器、正交鉴频解调器等.     锁相环路(PLL)可以跟踪输入信号,也可以用做解调.图4-12为一个锁相解调器的方框图.摩托罗拉928手机采用的就是锁相解调器.锁相解调器的参考信号则来自一个430MHz的振荡器.鉴相器通过对输入的两个信号的相位比较,输出一个跟踪调制信号的低频信号,通过低通滤波器滤出高频噪声后即得到解调输出.摩托罗拉手机、诺基亚手机与三星手机等电路使用的都是锁相解调.     图4-13为正交鉴频器的原理框图.     在正交鉴频器中,相移网络将频率的变化变换为相位的变化,乘法器将相位的变化变换为电压的变化.将调频信号与其移相信号相乘,通过低通滤波器将乘法器的输出信号中的高频成分滤出,就得到解调信号.通常,在现代通信设备的电路中,除正交线圈外,鉴频器的其他电路均被集成在芯片内.需注意的一点是:这里说的解调是指接收射频电路中将包含信息的射频或中频信号还原出67.707kHz的基带信号的解调(针对GSM手机而言).在逻辑音频电路中还有一个gmsk解调,它是将67.707kHz的信号还原出数码信号.     接收机射频部分的解调电路输出的是接收机基带信号,该信号的中心频率为67.707kHz.摩托罗拉、诺基亚、爱立信早期手机的RXI/Q信号都是两条信号线(RXI、RXQ),而GD90有四条信号线(DQ、DQX、DI、DIX),爱立信T28手机也有四条线(RXIA、RXIB、RXQA、RXQB).摩托罗拉,V998、A6188、L2000、P7689等手机的RXI/Q信号在集成电路电路内部,没有外接引脚,所以,无法用示波器测出其波形图. 3G手机射频前端模块方案     随着手机制造商继续开发支持更多的频段和精简射频架构的手机,将3G手机中使用的GSM、EDGE、WCDMA和HSPA等多种频段和空中接口模块整合在一个高度集成、经过优化的RF模块中,已经成为3G手机设计射频方案的首选.     TriQuint半导体的TRIUMF模块系列将GSM、 EDGE、WCDMA和HSPA发射功能集成在一个模块中,省去了大量的分立器件,可将现有多频段模块解决方案的尺寸规格减小50%,从而允许工程师在更小尺寸的电路板上支持各种功能,如Wi-Fi、GPS、蓝牙、摄像机和FM广播等.     "TRIUMF模块系列提供客户期望的高性能,并同时继续缩小整体射频设计的尺寸,它们将为3G手机制造商提供完整的、优异的3G射频前端解决方案."TriQuint半导体公司的3G/4G移动设备市场经理Andreas Nitschke表示.     具体来说,TRIUMF模块具有以下特点:     (1)支持3G和4G长期演进(LTE)标准;     (2)支持GSM/GPRS/EDGE话音和低速率数据,以及WCDMA/HSPA/LTE高速率数据传输;     (3)将四频段GSM850/900/DCS1800/PCS1900模式"统一"为3GPP专用频段1至17,实现全球WCDMA/HSPA/LTE融合;     (4)可在各种基板配置中无缝运行,包括3G经济型、中档和高端智能手机以及3G/4G数据卡;     (5)紧密结合行业领先3G芯片组解决方案加以设计,并为实现FTA进行了优化.     Andreas指出,TRIUMF模块系列的这些特性能为客户带来大量好处,包括:延长电池使用寿命--电器接口针对最大能效加以优化,最大限度降低电耗);减少物料单--以一个架构结合四个独立PA模块可减少元器件数量并由一个首选供应商集中供货,同时降低后机组装成本;实现RF系统小型化--单一融合的PA模块配有天线开关、模式/频段开关和双工器,有助于缩小前端电路面积.     下图给出了TRIUMF模块的系统结构框图. IS-95 CDMA手机射频前端频率合成器的设计     随着移动通信技术的发展,CDMA作为新一代的工作制式正得到广泛的研究,CDMA以及W-CDMA手机的研制开发成为国内外各大手机厂商的近远期目标,在有些国家和地区(如美国、韩国),CDMA手机早已投入商用市场.作为CDMA手机射频前端上下变频部分的本振源,频率合成器(Frequency Synthesizer)起着非常重要的作用.在CDMA移动台规范标准IS-95A和IS-98A中,要求双模手机(AMPS&CDMA)的频率间隔为30kHz,这就使得频率合成器具有很大的分频比(可达30000以上),如何满足在分频比很大情况下的带内相位噪声要求就成为需要解决的问题.另外,还要考虑高阶环路的设计、锁定时间和电路简单性等问题.本文针对这一课题进行分析与设计,提出了解决方案,得到了较好的结果.     锁相环频率合成器的原理与设计     锁相环的基本原理和基本公式     对于现代移动通信中的移动台来说,频率合成器是由锁相环路(PLL)构成的.锁相环是一种相位负反馈系统,它利用环路的窄带跟踪与同步特性,将鉴相器一端VCO的输出相位与另一端晶振参考的相位保持同步,实现锁定输出频率的功能,同时可以得到和参考源相同的频率稳定度.一个典型的频率合成器原理框图如图1所示.设晶振的输出频率为fr,VCO输出频率为fo,则它们满足公式:     其中R和N分别为参考分频器和主分频器的分频比,在外部设置并行或串行数据控制分频比,就可以产生出所需要的频率信号.用锁相环构成的频率合成器具有频率稳定度高、相位噪声小、电路简单易集成、易编程等特点.     图1锁相环频率合成器的原理框图     随着大规模集成电路的应用,参考分频器、鉴相器和主分频器以及进行程序控制的寄存器能够集成在一块芯片中,如图1中虚线框所示,这样整个电路就仅由一个PLL芯片、一片晶振、一片VCO以及环路滤波器等分立元件组成,大大减小了体积,也降低了设计难度.下面对锁相环同步状态下的线性性能进行分析.     锁相环是传递相位的闭环系统,只要研究环路的相位数学模型或其基本方程就可以获得环路的完整性能.根据图1所示,设θi为晶振经R分频器分频之后的相位,θo为VCO输出相位,θ′o为VCO经N分频器分频之后的相位,θe为鉴相器的输出相位,环路的基本函数可以表示为:     (1)闭环传递函数:     (2)开环传递函数:     其中G(s)=KPDKVCOF(s)/s称做前向传递函数;H(s)=1/N称做后向传递函数;KPD为鉴相器的鉴相增益;     KVCO为VCO的压控灵敏度;F(s)为环路滤波器的传递函数.     锁相环的设计     (1)鉴相器     在目前应用的小型频率合成器电路中,广泛采用电流泵型数字式鉴频鉴相器,其输出为数字的电流信号I(t),I(t)的宽度反映了两输入信号的相位差值,极性则反映了两输入信号的相位差的正负.在鉴相器之后的环路滤波器将电流信号转变为电压,控制VCO的变化.它具有以下特点:     ①环路的相位锁定性能具有理想二阶环的特性.     ②输出纹波小.     ③具有鉴频鉴相的功能,鉴相范围宽,捕捉带等于同步带.     ④便于集成,调整方便,性能可靠.     (2)环路滤波器     环路滤波器有无源和有源两种形式,考虑到体积与噪声等因素,在手机中一般采用无源三阶环路滤波器.具体电路如图2所示.     图2无源三阶环路滤波器     该滤波器是由C1、C2、R2组成的二阶滤波器和R3、C3组成的辅助滤波器所合成,可以将电流泵鉴相器输出的鉴相电流转换成控制电压.辅助滤波器的作用是抑制鉴相频率的输出纹波,而对整个滤波器的极点没有影响,所以在推算环路方程时,可以不做考虑.     C1、C2、R2组成的二阶滤波器的阻抗为:     代入公式(2),求得环路的闭环传递函数为     该环路为三阶环路,在工程上可以进行近似,当满足C1     这一传递函数与采用理想积分滤波器的环路闭环传递函数完全相同,所以,采用该滤波器的环路可以近似等效为理想积分二阶环路.因此可以写出环路的固有频率和阻尼系数分别为:     辅助滤波器的选取以不影响环路带宽和截止频率要低于鉴相频率为度,但应注意C3实际上包含了VCO变容管的并联电容,所以实际的C3值要小于理论值.     环路中相位噪声和锁定时间的分析     在通信接收机中,频率合成器的相位噪声是影响接收机性能的因素之一.由射频前端频率合成器的相位噪声引起的倒易混频会导致信噪比变差,在进行频率合成器设计时就要考虑使相位噪声达到电路指标,消除因相位噪声变差带来的影响.     带内噪声的分析     在一般情况下,环路的带内相位噪声由鉴相器、分频器和晶振的噪声决定,而带外相位噪声主要由VCO决定.假设     SXO(f)为晶振的相位噪声功率谱密度     SRD(f)为R分频器的触发噪声功率谱密度     SPD(f)为鉴相器的噪声功率谱密度     SVCO(f)为VCO的相位噪声贡献     SND(f)为N分频器的触发噪声功率谱密度     由鉴相器、分频器、晶振和VCO产生的噪声及其传递函数如表1所示:     表1环路中的噪声源及其传递函数     噪声源传递函数     对于晶振参考源、R分频器、鉴相器、N分频器的相位噪声来说,其传递函数为低通形式,而对VCO而言,其相位噪声的传递函数为高通形式.环路总的输出相位噪声就是噪声源相位噪声与它们各自传递函数乘积的迭加.     在f≤fn时,     当N很大时,带内噪声将会恶化很多.因此在选择PLL芯片时就要考虑噪声本底好的器件,比如美国国家半导体公司的LMX23XX系列PLL芯片,其噪声本底可达-210dBc/Hz以上.根据下面公式,可以得到带内噪声的理论值:     另外,环路带宽的选择对环路带内噪声的影响也很大,若环路带宽选得过窄,VCO的带内噪声贡献将不可忽略.但如果选得过宽,就会引起带外噪声的恶化,而且也不利于鉴相频率纹波的滤除.所以在实际中为了取得最佳的相位噪声效果,常常选择带内鉴相本底在VCO输出端的相噪贡献与VCO本身相噪交点处的频率作为环路带宽.     带外噪声的分析     根据IS-98CDMA移动台标准中关于900kHz单音干扰的要求以及整个接收机电路的指标,可以求得对频率合成器带外噪声的要求是小于-13dBc/Hz@900kHz.在900kHz的偏频上,带外噪声是由VCO决定的,可以说这一指标考核的是VCO的性能.已经有公司针对这一指标要求,开发出适合窄带CDMA移动台的单片集成VCO,可以达到要求.应当注意的是,由于VCO要求在二点几伏的范围内有45MHz的变化范围,其压控灵敏度高达二十几MHz/V,因此作用在VCO调谐线上的微小电压扰动都会引起VCO输出噪声的恶化.在实际电路中为减小此类噪声,环路滤波器中的电容最好用噪声小的聚酯薄膜电容,电阻应采用金属膜或碳膜电阻.     锁定时间的考虑     锁定时间对于移动台频率合成器而言也是非常重要的指标.移动台在时隙状态(slottedmode)下会每隔一段时间上电检测接收通道是否有信号,这就要求各部件能迅速进入工作状态,对于频合来说就是能够迅速准确地锁定.环路的锁定时间主要由环路带宽决定,与环路带宽成反比关系,带宽越大,锁定时间越短.可以根据下面公式进行计算:     电路的测试与结果     通过对电路的连接调试,得到当环路带宽为3kHz时,带内相位噪声可以达到-76dBc/Hz@1kHz,与理论值基本相同.由此可以说明带内噪声主要由鉴相器和分频器的相位噪声本底产生,晶振的相位噪声由于总分频比N/R不大,所以对带内噪声基本没有影响.带外噪声由VCO决定,在偏频900kHz处为-139dBc/Hz,能够满足系统要求.由于辅助滤波器的作用,基本看不到鉴相频率的纹波.而此时环路的锁定时间为750μs,符合电路要求.     结束语     从电路结构上看,本电路所采用的三阶环路形式捕捉带宽大,锁定时间短,通电及改变指令后能迅速锁定,按照本文提出的环路设计公式,可以得到符合要求的结果,而且电路形式简单,很适合在手机中作为频率合成器的电路形式应用.