第2章 双极型晶体管及其

null第2章 双极型晶体管及其放大电路 第2章 双极型晶体管及其放大电路 2–1 双极型晶体管的工作原理 2–2 晶体管伏安特性曲线及参数 2–3 晶体管工作状态分析及偏置电路 2–4 放大器的组成及其性能指标 2–5 放大器图解分析法 2–6 放大器的交流等效电路分析法 2–7 共集电极放大器和共基极放大器 2–8 放大器的级联 2–1 双极型晶体管的工作原理 2–1 双极型晶体管的工作原理 双极型晶体管是由三层杂质半导体构成的器件。它有三个电极，所以又称为半导体三极管、晶体三极管等，以后我们统称为晶体管。 晶体管的原理结构如图2–1(a)所示。由图可见，组成晶体管的三层杂质半导体是N型—P型—N型结构，所以称为NPN管。 null 图2–1晶体管的结构与符号 (a)NPN管的示意图；(b)电路符号；(c)平面管结构剖面图null 2–1–1放大状态下晶体管中载流子的传输过程 当晶体管处在发射结正偏、集电结反偏的放大状态下，管内载流子的运动情况可用图2--2说明。我们按传输顺序分以下几个过程进行描述。 null图2–2晶体管内载流子的运动和各极电流null 一、发射区向基区注入电子 由于e结正偏，因而结两侧多子的扩散占优势，这时发射区电子源源不断地越过e结注入到基区，形成电子注入电流IEN。与此同时，基区空穴也向发射区注入，形成空穴注入电流IEP。因为发射区相对基区是重掺杂，基区空穴浓度远低于发射区的电子浓度，所以满足 IEP << IEN ，可忽略不计。因此，发射极电流IE≈IEN，其方向与电子注入方向相反。 null 二、电子在基区中边扩散边复合 注入基区的电子，成为基区中的非平衡少子，它在e结处浓度最大，而在c结处浓度最小(因c结反偏，电子浓度近似为零)。因此，在基区中形成了非平衡电子的浓度差。在该浓度差作用下，注入基区的电子将继续向c结扩散。在扩散过程中，非平衡电子会与基区中的空穴相遇，使部分电子因复合而失去。但由于基区很薄且空穴浓度又低，所以被复合的电子数极少，而绝大部分电子都能扩散到c结边沿。基区中与电子复合的空穴由基极电源提供，形成基区复合电流IBN，它是基极电流IB的主要部分。 null 三、扩散到集电结的电子被集电区收集 由于集电结反偏，在结内形成了较强的电场，因而，使扩散到c结边沿的电子在该电场作用下漂移到集电区，形成集电区的收集电流ICN。该电流是构成集电极电流IC的主要部分。另外，集电区和基区的少子在c结反向电压作用下，向对方漂移形成c结反向饱和电流ICBO，并流过集电极和基极支路，构成IC 、IB的另一部分电流。 null 2–1–2电流分配关系 由以上分析可知，晶体管三个电极上的电流与内部载流子传输形成的电流之间有如下关系： (2–1a) (2–1b) (2–1c) null 式(2–1)表明，在e结正偏、c结反偏的条件下，晶体管三个电极上的电流不是孤立的，它们能够反映非平衡少子在基区扩散与复合的比例关系。这一比例关系主要由基区宽度、掺杂浓度等因素决定，管子做好后就基本确定了。反之，一旦知道了这个比例关系，就不难得到晶体管三个电极电流之间的关系，从而为定量分析晶体管电路提供方便。 null 为了反映扩散到集电区的电流ICN与基区复合电流IBN之间的比例关系，定义共发射极直流电流放大系数 为 (2–2) 其含义是：基区每复合一个电子，则有 个电子扩散到集电区去。 值一般在20~200之间。 null确定了 值之后，由式(2–1)、(2–2)可得(2–3a) (2–3b) (2–3c) 式中： (2–4)称为穿透电流。因ICBO很小，在忽略其影响时，则有(2–5a) (2–5b) 式(2–5)是今后电路分析中常用的关系式。 null 为了反映扩散到集电区的电流ICN与射极注入电流IEN的比例关系，定义共基极直流电流放大系数 为 (2–6) 显然， <1，一般约为0.97~0.99。由式(2–6)、(2–1)，不难求得(2–7a)(2–7c) (2–7b) null 由于 , 都是反映晶体管基区扩散与复合的比例关系，只是选取的参考量不同，所以两者之间必有内在联系。由 , 的定义可得     (2–8) (2–9)null 2–1–3 晶体管的放大作用 现在用图2–2来说明晶体管的放大作用。若在图中UBB上叠加一幅度为100mV的正弦电压Δui，则正向发射结电压会引起相应的变化。由于e结正向电流与所加电压呈指数关系，所以发射极会产生一个较大的注入电流ΔiE，例如为1mA。 2–2 晶体管伏安特性曲线及参数 2–2 晶体管伏安特性曲线及参数 晶体管伏安特性曲线是描述晶体管各极电流与极间电压关系的曲线，它对于了解晶体管的导电特性非常有用。晶体管有三个电极，通常用其中两个分别作输入、输出端，第三个作公共端，这样可以构成输入和输出两个回路。实际中，有图2–3所示的三种基本接法(组态)，分别称为共发射极、共集电极和共基极接法。其中，共发射极接法更具代表性，所以我们主要讨论共发射极伏安特性曲线。 null 图2–3晶体管的三种基本接法 (a)共发射极；(b)共集电极；(c)共基极 null 2–2–1 晶体管共发射极特性曲线 因为有两个回路，所以晶体管特性曲线包括输入和输出两组特性曲线。这两组曲线可以在晶体管特性图示仪的屏幕上直接显示出来，也可以用图2–4电路逐点测出。 一、共发射极输出特性曲线 测量电路如图2–4所示。共射输出特性曲线是以iB为参变量时，iC与uCE间的关系曲线，即 null 图2–4共发射极特性曲线测量电路 null 典型的共射输出特性曲线如图2–5所示。由图可见，输出特性可以划分为三个区域，对应于三种工作状态。现分别讨论如下。 1放大区 e结为正偏，c结为反偏的工作区域为放大区。由图2–5可以看出，在放大区有以下两个特点： null图2–5 共射输出特性曲线null (1)基极电流iB对集电极电流iC有很强的控制作用，即iB有很小的变化量ΔIB时， iC就会有很大的变化量ΔIC。为此，用共发射极交流电流放大系数β来表示这种控制能力。β定义为 (2–10) 反映在特性曲线上，为两条不同IB曲线的间隔。 null (2) uCE变化对IC的影响很小。在特性曲线上表现为，iB一定而uCE增大时，曲线略有上翘(iC略有增大)。这是因为uCE增大，c结反向电压增大，使c结展宽，所以有效基区宽度变窄，这样基区中电子与空穴复合的机会减少，即iB要减小。而要保持iB不变，所以iC将略有增大。这种现象称为基区宽度调制效应，或简称基调效应。从另一方面看，由于基调效应很微弱， uCE在很大范围内变化时IC基本不变。因此，当IB一定时，集电极电流具有恒流特性。 null 2饱和区 e结和c结均处于正偏的区域为饱和区。通常把uCE=uBE(即c结零偏)的情况称为临界饱和，对应点的轨迹为临界饱和线。 null 二、共发射极输入特性曲线 测量电路见图2–4。共射输入特性曲线是以uCE为参变量时，iB与uBE间的关系曲线，即 典型的共发射极输入特性曲线如图2–6所示。 null图2–6 共发射极输入特性曲线 null (1)在uCE≥1V的条件下，当uBE UBE(on)时，随着uBE的增大，iB开始按指数规律增加，而后近似按直线上升。 (2)当uCE =0时，晶体管相当于两个并联的二极管，所以b,e间加正向电压时，iB很大。对应的曲线明显左移，见图2–6。 null (3)当uCE在0~1V之间时，随着uCE的增加，曲线右移。特别在0< uCE ≤UCE(sat)的范围内，即工作在饱和区时，移动量会更大些。 (4)当uBE<0时，晶体管截止，iB为反向电流。若反向电压超过某一值时，e结也会发生反向击穿。 null 三、温度对晶体管特性曲线的影响 温度对晶体管的uBE、ICBO和β有不容忽视的影响。其中， uBE 、 ICBO随温度变化的规律与PN结相同，即温度每升高1℃， uBE减小2~2.5mV；温度每升高10℃， ICBO增大一倍。温度对β的影响表现为，β随温度的升高而增大，变化规律是：温度每升高1℃，β值增大0.5%~1%(即Δβ/βT≈(0.5~1)%/℃)。null 一、电流放大系数 1共发射极直流电流放大系数 和交流电流放大系数β 和β分别由式(2–2)、(2–10)定义，其数值可以从输出特性曲线上求出。 2 共基极直流电流放大系数 和交流电流放大系数  由式(2–6)定义，而α定义为，uCB为常数时，集电极电流变化量ΔIC与发射极电流变化量ΔIE之比，即 (2–11)null 由于ICBO、ICEO都很小，在数值上β≈ ,α≈ 。所以在以后的计算中，不再加以区分。 应当指出，β值与测量条件有关。一般来说，在iC很大或很小时，β值较小。只有在iC不大、不小的中间值范围内，β值才比较大，且基本不随iC而变化。因此，在查手册时应注意β值的测试条件。尤其是大功率管更应强调这一点。 null 二、极间反向电流 1 ICBO ICBO指发射极开路时，集电极—基极间的反向电流，称为集电极反向饱和电流。 2 ICEO ICEO指基极开路时，集电极—发射极间的反向电流，称为集电极穿透电流。 3 IEBO IEBO指集电极开路时，发射极—基极间的反向电流。 null 三、结电容 结电容包括发射结电容Ce(或Cb′e)和集电结电容Cc(或Cb′e)。结电容影响晶体管的频率特性。关于晶体管的频率特性参数，详见第五章。 null 四、晶体管的极限参数 1 击穿电压 U(BR)CBO指发射极开路时，集电极—基极间的反向击穿电压。 U(BR)CEO指基极开路时，集电极—发射极间的反向击穿电压。U(BR)CEOICM时，虽然管子不致于损坏，但β值已经明显减小。因此，晶体管线性运用时， iC不应超过ICM 。 null 3 集电极最大允许耗散功率PCM 晶体管工作在放大状态时，c结承受着较高的反向电压，同时流过较大的电流。因此，在c结上要消耗一定的功率，从而导致c结发热，结温升高。当结温过高时，管子的性能下降，甚至会烧坏管子，因此需要规定一个功耗限额。 null PCM与管芯的材料、大小、散热条件及环境温度等因素有关。一个管子的PCM如已确定，则由 PCM =IC·UCE可知， PCM在输出特性上为一条IC与UCE乘积为定值PCM的双曲线，称为PCM功耗线，如图2–7所示。 null 图2–7 晶体管的安全工作区 2–3 晶体管工作状态分析及偏置电路 2–3 晶体管工作状态分析及偏置电路 由晶体管的伏安特性曲线可知，晶体管是一种复杂的非线性器件。在直流工作时，其非线性主要表现为三种截然不同的工作状态，即放大、截止和饱和。在实际应用中，根据实现的功能不同，可通过外电路将晶体管偏置在某一规定状态。因此，在晶体管应用电路分析中，一个首要问

题

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，便是晶体管工作状态分析以及直流电路计算。 null 2–3–1晶体管的直流模型 在通常情况下，由外电路偏置的晶体管，其各极直流电流和极间直流电压将对应于伏安特性曲线上一个点的坐标，这个点称为直流(或静态)工作点，简称Q点。在直流工作时，可将晶体管输入、输出特性曲线(见图2–5、图2–6)分别用图2--8(a)和(b)所示的折线近似，这样直流工作点(IBQ,UBEQ)和(ICQ,UCEQ)必然位于该曲线的直线段上。 null图2–8晶体管伏安特性曲线的折线近似 (a)输入特性近似； (b)输出特性近似null 由图2–8可知，当外电路使UBEUEE+UBE(on)，则晶体管导通。现假定为放大导通，利用图2–9(b)的模型可得该电路的直流等效电路如图2–11(b)所示。由图可得 UBB - UEE - UBE(on) =IBQRB+(1+β)IBQRE (2–12a) (2–12b) (2–12c) 借助式(2–12)的结果，现在可对电路中的晶体 管是处于放大还是饱和作出判别。 null 图2–11晶体管直流分析的一般性电路 (a)电路；(b)放大状态下的等效电路；(c)饱和状态下的等效电路null 图2–11晶体管直流分析的一般性电路 (a)电路；(b)放大状态下的等效电路；(c)饱和状态下的等效电路null 例2 晶体管电路及其输入电压ui的波形如图 2--12(a),(b)所示。已知β=50，试求ui作用下输出电压uo的值，并画出波形图。 图2–12例题2电路及ui,uo波形图 (a)电路；(b) ui波形图；(c) uo波形图null 图2–12例题2电路及ui,uo波形图 (a)电路；(b) ui波形图；(c) uo波形图null 解当ui=0时，UBE=0，则晶体管截止。此时，ICQ=0,uo=UCEQ=UCC=5V。当ui =3V时，晶体管导通且有 而集电极临界饱和电流为 因为 null 所以晶体管处于饱和。此时，ICQ=IC(sat)=1.4mA，而uo=UCEQ=UCE(sat)=0.3V。根据上述分析结果画出的uo波形如图2–12(c)所示。 通过本例题可以看出，在实际电路分析中，由于晶体管的直流模型很简单，一旦其工作状态确定，则直流等效电路可不必画出，而等效的涵义将在计算式中反映出来。 null 2–3–3 放大状态下的偏置电路 晶体管在放大应用时，要求外电路将晶体管偏置在放大区，而且在信号的变化范围内，管子始终工作在放大状态。此时，对偏置电路的要求是：①电路形式要简单。例如采用一路电源，尽可能少用电阻等；②偏置下的工作点在环境温度变化或更换管子时应力求保持稳定；③对信号的传输损耗应尽可能小。下面将介绍几种常用的偏置电路。 null 一、固定偏流电路 电路如图2–13所示。由图可知，UCC通过RB使e结正偏， 则基极偏流为 (2–14a) 只要合理选择RB,RC的阻值，晶体管将处于放大状态。此时 (2–14b) (2–14c)null图2–13固定偏流电路null 这种偏置电路虽然简单，但主要缺点是工作点的稳定性差。由式(2–14)可知，当温度变化或更换管子引起β,ICBO改变时，由于外电路将IBQ固定，所以管子参数的改变都将集中反映到ICQ,UCEQ的变化上。结果会造成工作点较大的漂移，甚至使管子进入饱和或截止状态。 null 二、电流负反馈型偏置电路 使工作点稳定的基本原理，是在电路中引入自动调节机制，用IB的相反变化去自动抑制IC的变化，从而使ICQ稳定。这种机制通常称为负反馈。实现方法是在管子的发射极串接电阻RE，见图2–14。由图可知，不管何种原因，如果使ICQ有增大趋向时，电路会产生如下自我调节过程： ICQ↑→IEQ↑→ UEQ(=IEQRE)↑ ↓ ICQ↓← IEQ ↓←UBEQ(= UEQ -UEQ)↓ null 图2–14 电流负反馈型偏置电路null 结果，因IBQ的减小而阻止了ICQ的增大；反之亦然。可见，通过RE对ICQ的取样和调节，实现了工作点的稳定。显然， RE的阻值越大，调节作用越强，则工作点越稳定。但RE过大时，因UCEQ过小会使Q点靠近饱和区。因此，要二者兼顾，合理选择RE的阻值。 该电路与图2–11(a)电路相比，差别仅在于此时UEE=0,UBB=UCC。参照式(2–12)，可得工作点的计算式为 null(2–15a) (2–15b) (2–15c)null 三、分压式偏置电路 分压式偏置电路如图2–15(a)所示，它是电流负反馈型偏置电路的改进电路。由图可知，通过增加一个电阻RB2，可将基极电位UB固定。这样由ICQ引起的UE变化就是UBE的变化，因而增强了UBE对ICQ的调节作用，有利于Q点的近一步稳定。 null 图2–15分压式偏置电路 (a)电路；(b)用戴文宁定理等效后的电路null 图2–15分压式偏置电路 (a)电路；(b)用戴文宁定理等效后的电路null 为确保UB固定，应满足流过RB1、RB2的电流I1IBQ，这就要求RB1、RB2的取值愈小愈好。但是RB1 、 RB2过小，将增大电源UCC的无谓损耗，因此要二者兼顾。通常选取 并兼顾RE和UCEQ而取(2–16a) (2–16a)null 从分析的角度看，在该电路的基极端用戴文宁定理等效，可得如图2–15(b)的等效电路。图中，RB=RB1‖RB2,UBB=UCCRB2/(RB1+RB2)。此时，工作点可按式(2–15)计算。如果RB1 、RB2取值不大，在估算工作点时，则ICQ可按下式直接求出： (2–17a)(2–17b)null 例3 电路如图2–15(a)所示。已知β=100,UCC=12V,RB1=39kΩ,RB2=25kΩ,RC=RE=2kΩ，试计算工作点ICQ和UCEQ。 解 null若按估算法直接求ICQ，由式(2–17a)可得 显然两者误差很小。因此，在今后分析中可按估算法来求工作点。 与上述稳定Q点的原理相类似，实际中还可采用电压负反馈型偏置电路(见习题2–11电路)。其调节原理请读者自行分析。除此之外，在集成电路中，还广泛采用恒流源作偏置电路，即用恒流源直接设定ICQ。有关恒定源问题将在第四章详细讨论。 2–4放大器的组成及其性能指标 2–4放大器的组成及其性能指标 晶体管的一个基本应用就是构成放大器。所谓放大，是在保持信号不失真的前提下，使其由小变大、由弱变强。因此，放大器在电子技术中有着广泛的应用，是现代通信、自动控制、电子测量、生物电子等设备中不可缺少的组成部分。放大器涉及的问题很多，这些问题将在后续章节中逐一讨论。本节主要说明小信号放大器的组成原理，简要介绍放大器的性能指标，然后给出其二端口网络的一般模型。 null 2–4–1基本放大器的组成原则 基本放大器通常是指由一个晶体管构成的单级放大器。根据输入、输出回路公共端所接的电极不同，实际有共射极、共集电极和共基极三种基本(组态)放大器。下面以最常用的共射电路为例来说明放大器的一般组成原理。 null 共射极放大电路如图2–16所示。图中，采用固定偏流电路将晶体管偏置在放大状态，其中虚线支路的UCC为直流电源，RB为基极偏置电阻，RC为集电极负载电阻。输入信号通过电容C1加到基极输入端，放大后的信号经电容C2由集电极输出给负载RL。因为放大器的分析通常采用稳态法，所以一般情况下是以正弦波作为放大器的基本输入信号。图中用内阻为Rs的正弦电压源Us为放大器提供输入电压Ui。电容C1, C2称为隔直电容或耦合电容，其作用是隔直流通交流，即在保证信号正常流通的情况下，使直流相互隔离互不影响。按这种方式连接的放大器，通常称为阻容耦合放大器。 null 图2–16共射极放大电路null 通过上述实例可以看出，用晶体管组成放大器时应该遵循如下原则： (1)必须将晶体管偏置在放大状态，并且要设置合适的工作点。当输入为双极性信号(如正弦波)时，工作点应选在放大区的中间区域；在放大单极性信号(如脉冲波)时，工作点可适当靠向截止区或饱和区。 (2)输入信号必须加在基极—发射极回路。由于正偏的发射结其iE与uBE的关系仍满足式(1–4)，即 (2–18) null 而iC≈iE。所以，uBE对iC有极为灵敏的控制作用。因此，只有将输入信号加到基极—发射极回路，使其成为控制电压uBE的一部分，才能得到有效地放大。具体连接时，若射极作为公共支路(端)，则信号加到基极；反之，信号则加到射极。由于反偏的c结对iC几乎没有控制作用，所以输入信号不能加到集电极。 null (3)必须设置合理的信号通路。当信号源和负载与放大器相接时，一方面不能破坏已设定好的直流工作点，另一方面应尽可能减小信号通路中的损耗。实际中，若输入信号的频率较高(几百赫兹以上)，采用阻容耦合则是最佳的连接方式。 null 2–4–2直流通路和交流通路 对一个放大器进行定量分析时，其分析的内容无外乎两个方面。一是直流(静态)工作点分析，即在没有信号输入时，估算晶体管的各极直流电流和极间直流电压。二是交流(动态)性能分析，即在输入信号作用下，确定晶体管在工作点处各极电流和极间电压的变化量，进而计算放大器的各项交流指标。 null 以图2–16所示的共射放大器为例，按照上述方法，将电路中的耦合电容C1,C2开路，得直流通路，如图2–17(a)所示；将C1, C2短路，直流电源UCC对地也短路，便得交流通路，如图2–17(b)所示。 null图2–17共射放大器的交、直流通路 (a)直流通路；(b)交流通路null 2–4–3放大器的主要性能指标  放大器有一个输入端口，一个输出端口，所以从整体上看，可以把它当作一个有源二端口网络，如图2–18所示。因为输入信号是正弦量，所以图中有小写下标的大写字母均表示正弦量的有效值，并按二端口网络的约定标出了电流的方向和电压的极性。这样，放大器的性能指标可以用该网络的端口特性来描述。 null图2–18放大器等效为有源二端口网络的框图null 一、放大倍数A 放大倍数又称为增益，定义为放大器的输出量与输入量的 比值。根据处理的输入量和所需的输出量不同，有如下四种不同定义的放大倍数： 电压放大倍数 电流放大倍数 互导放大倍数 互导放大倍数 互阻放大倍数 (2–19a) (2–19b) (2–19c) (2–19d) null 其中，Au和Ai为无量纲的数值，而Ag的单位为西门子(S)，Ar的单位为欧姆(Ω)。有时为了方便，Au和Ai可取分贝(dB)为单位，即 (2–20) null 二、输入电阻 Ri  输入电阻是从放大器输入端看进去的电阻，它定义为 在图2–18的框图中，对信号源来说，放大器相当于它的负载，Ri则表征该负载能从信号源获取多大信号。 (2–21)null 三、输出电阻Ro 输出电阻是从放大器输出端看进去的电阻。在图2–18的框图中，对负载来说，放大器相当于它的信号源，而Ro正是该信号源的内阻。根据戴文宁定理，放大器的输出电阻定义为 (2–22) Ro是一个表征放大器带负载能力的参数。 null 根据放大器输入和输出信号的不同，利用上述三个指标，则图2–18所示的框图可具体描述为四种二端口网络模型，如图2–19所示。图中，Auo,Aro分别表示负载开路时的电压、互阻放大倍数，而Ais,Ags则分别表示负载短路时的电流、互导放大倍数。 null 图2–19放大器二端口网络模型 (a)电压放大器；(b)电流放大器；(c)互导放大器；(d)互阻放大器null 四、非线性失真系数THD 由于放大管输入、输出特性的非线性，因而放大器输出波形不可避免地会产生或大或小的非线性失真。具体表现为，当输入某一频率的正弦信号时，其输出电流波形中除基波成分之外，还包含有一定数量的谐波。为此，定义放大器非线性失真系数为(2–23)null 式中I1m为输出电流的基波幅值，Inm为二次谐波以上的各谐波分量幅值。由于小信号放大时非线性失真很小，所以只有在大信号工作时才考虑THD指标。 null 五、线性失真 放大器的实际输入信号通常是由众多频率分量组成的复杂信号。由于放大电路中含有电抗元件(主要是电容)，因而放大器对信号中的不同频率分量具有不同的放大倍数和附加相移，造成输出信号中各频率分量间大小比例和相位关系发生变化，从而导致输出波形相对于输入波形产生畸变。通常将这种输出波形的畸变称为放大器的线性失真或频率失真。有关描述线性失真的一些具体指标，如截止频率、通频带等将在第五章中详细说明。 2–5 放大器图解分析法 2–5 放大器图解分析法 2–5–1直流图解分析 直流图解分析是在晶体管特性曲线上，用作图的方法确定出直流工作点，求出IBQ、UBEQ和ICQ、UCEQ。 对于图2–16所示共射极放大器，其直流通路重画于图2–20(a)中。由图可知，在集电极输出回路，可列出如下一组方程： (2–24a) (2–24b) null图2–20共射放大器的直流、交流通路 (a)直流通路；(b)交流通路null 如图2–21(a)所示。图中，直流负载线MN与iB=IBQ的输出特性曲线相交于Q点，则该点就是方程组(2–24)的解(即直流工作点)。因而，量得Q点的纵坐标为ICQ，横坐标则为UCEQ。 null 图2–21放大器的直流图解分析 (a)直流负载线与Q点；(b)Q点与RB、RC的关系null 图2–21放大器的直流图解分析 (a)直流负载线与Q点；(b)Q点与RB、RC的关系null 例4 在图2–20(a)电路中，若RB=560kΩ,RC=3kΩ,UCC=12V，晶体管的输出特性曲线如图2–21(b)所示，试用图解法确定直流工作点。 解 取UBEQ=0.7V，由估算法可得 null 在输出特性上找两个特殊点：当uCE=0时，iC=UCC/RC=12/3=4mA，得M点；当iC =0时，uCE=UCC=12V，得N点。连接以上两点便得到图2–21(b)中的直流负载线MN，它与IB=20μA的一条特性曲线的交点Q，即为直流工作点。由图中Q点的坐标可得，ICQ=2mA,UCEQ=6V。 null 2–5–2交流图解分析 交流图解分析是在输入信号作用下，通过作图来确定放大管各级电流和极间电压的变化量。此时，放大器的交流通路如图2–20(b)所示。由图可知，由于输入电压连同UBEQ一起直接加在发射结上，因此，瞬时工作点将围绕Q点沿输入特性曲线上下移动，从而产生iB的变化，如图2–22(a)所示。瞬时工作点移动的斜率为 : (2–25) null 图2–22放大器的交流图解分析 (a)输入回路的工作波形；(b)输出回路的工作波形null 图2–22放大器的交流图解分析 (a)输入回路的工作波形；(b)输出回路的工作波形null 画出交流负载线之后，根据电流iB的变化规律，可画出对应的iC和uCE的波形。在图2–22(b)中，当输入正弦电压使iB按图示的正弦规律变化时，在一个周期内Q点沿交流负载线在Q1到Q2之间上下移动，从而引起iC和uCE分别围绕ICQ和UCEQ作相应的正弦变化。由图可以看出，两者的变化正好相反，即iC增大，uCE减小；反之， iC减小，则uCE增大。 null 根据上述交流图解分析，可以画出在输入正弦电压下，放大管各极电流和极间电压的波形，如图2–23所示。观察这些波形，可以得出以下几点结论： (1)放大器输入交变电压时，晶体管各极电流的方向和极间电压的极性始终不变，只是围绕各自的静态值，按输入信号规律近似呈线性变化。 (2)晶体管各极电流、电压的瞬时波形中，只有交流分量才能反映输入信号的变化，因此，需要放大器输出的是交流量。 null图2–23共射极放大器的电压、 电流波形null (3)将输出与输入的波形对照，可知两者的变化规律正好相反，通常称这种波形关系为反相或倒相。 null 2–5–3直流工作点与放大器非线性失真的关系 直流工作点的位置如果设置不当，会使放大器输出波形产生明显的非线性失真。在图2–24(a)中，Q点设置过低，在输入电压负半周的部分时间内，动态工作点进入截止区，使iB,iC不能跟随输入变化而恒为零，从而引起iB, iC和uCE的波形发生失真，这种失真称为截止失真。由图可知，对于NPN管的共射极放大器，当发生截止失真时，其输出电压波形的顶部被限幅在某一数值上。 null 若Q点设置过高，如图2–24(b)所示，则在输入电压正半周的部分时间内，动态工作点进入饱和区。此时，当iB增大时，iC则不能随之增大，因而也将引起iC和uCE波形的失真，这种失真称为饱和失真。由图可见，当发生饱和失真时，其输出电压波形的底部将被限幅在某一数值上。 null图2–24 Q点不合适产生的非线性失真 (a)截止失真；(b)饱和失真null图2–24 Q点不合适产生的非线性失真 (a)截止失真；(b)饱和失真null 通过以上分析可知，由于受晶体管截止和饱和的限制，放大器的不失真输出电压有一个范围，其最大值称为放大器输出动态范围。由图2–24可知，因受截止失真限制，其最大不失真输出电压的幅度为 而因饱和失真的限制，最大不失真输出电压的幅度则为 (2–26a)(2–26b)null 式中，UCES表示晶体管的临界饱和压降，一般取为1V。比较以上二式所确定的数值，其中较小的即为放大器最大不失真输出电压的幅度，而输出动态范围 Uopp则为该幅度的两倍，即 Uopp=2Uom (2–27) 显然，为了充分利用晶体管的放大区，使输出动态范围最大，直流工作点应选在交流负载线的中点处。 2–6 放大器的交流等效电路分析法 2–6 放大器的交流等效电路分析法 2–6–1 晶体管交流小信号电路模型 根据导出的方法不同，晶体管交流小信号电路模型可分为两类：一类是物理型电路模型，它是模拟晶体管结构及放大过程导出的电路模型，它有多种形式，其中较为通用的是混合π型电路模型；另一类是网络参数模型，它是将晶体管看成一个双端口网络，根据端口的电压、电流关系导出的电路模型，其中应用最广的是H参数电路模型。不论按哪种方法导出的电路模型，它们都应当是等价的，因而相互间可以进行转换。 null 一、混合π型电路模型 工作在放大状态下的共射极晶体管如图2–25(a)所示。 图2–25晶体管放大过程分析及电路模型 (a)共发射极晶体管；(b)电路模型null 晶体管输入端ube控制iB的作用，可以用b,e极间相应的交流结电阻rbe来等效，其大小为静态工作点处uBE对iB的偏导值，即(2–28) null 分别为发射结交流电阻和re等效到基极支路的折合系 数。根据正向PN结电流与电压间的近似关系式可求得re，其值为 (2–29)null 可见，re与温度有关，并与晶体管直流工作电流IEQ成反比。室温下，UT=26mV，所以re=26mV/IEQ。 ube通过ib对ic的控制作用，可以用接在c,e极间的一个电压控制电流源来等效，即 ic =gmube (2–30) 式中控制参量gm反映ube对ic的控制能力，称为正向传输电导，简称跨导。其大小为静态工作点处iC对uBE的偏导值，即 (2–31) 式中：null 为共发射极交流电流放大系数。利用式(2–28)和 ,gm又可表示为 (2–32)null 根据上述晶体管放大过程画出的共发射极交流等效电路模型如图2–25(b)所示。图中rce和rbc分别为集电极输出电阻和反向传输电阻，它们都是模拟基区调宽效应的等效参量。由晶体管特性曲线可知，当uCE变化时，iC和iB都将发生相应变化。其中，uce引起的ic变化用交流电阻rce等效，其值为 (2–33) 反映在输出特性上，即是曲线在工作点处切线斜 率的倒数。 uce引起的ib变化用交流电阻rbc等效，其值为null 图2–26为平面管的结构示意图，图中rbb′,ree′和rcc′分别表示基区、发射区和集电区沿电流方向的体电阻。 在图2–25(b)的电路模型中，当考虑了寄生参量rbb′,Cb′e和Cb′c的影响后，便得到完整的混合π型电路模型，如图2--27(a)所示。 (2–34) null 图2–26平面管结构示意图null 图2–27完整的混合π型电路模型 (a)高频时的电路模型；(b)低频时的电路模型null 图2–27完整的混合π型电路模型 (a)高频时的电路模型；(b)低频时的电路模型null 二、低频H参数电路模型 对于图2–25(a)所示的共发射极晶体管，在低频工作条件下，当把它看成一个双端口网络时，若取iB和uCE为自变量，则有 (2–35a) (2–35b) 在工作点处，对式(2–35)取全微分，得 (2–36a) (2–36b) null当输入为正弦量并用有效值表示时，以上两式可写为(2–37a) (2–37b)式中： (2–38a) (2–38b) (2–38c) (2–38d)null 分别定义为晶体管输出交流短路时的输入电阻、输入交流开路时的反向电压传输系数、输出交流短路时的电流放大系数和输入交流开路时的输出电导。可见，这四个参数具有不同的量纲，而且要在输入开路或输出交流短路条件下求得。 由式(2–37)并根据四个参数的意义，得出的低频H参数电路模型如图2–28所示。 null图2–28 共发射极晶体管H参数电路模型null 由于共射极输入、输出特性曲线本身就是描述晶体管端口特性的一种方式，因此，在工作点处，当用变化量的比值近似偏导数时，可在特性曲线上通过图解求出电路模型中每一参数值。其方法见图2–29(a)~(d)。 null图2–29在特性曲线上求H参数的方法null图2–29在特性曲线上求H参数的方法null图2–29在特性曲线上求H参数的方法null图2–29在特性曲线上求H参数的方法null 对于hoe，还可采用下述方法估算。由于基区调宽效应，当iB一定时，iC随uCE的增大略有上翘。若将每条共射极输出特性曲线向左方延长，都会与uCE负轴相交于一点，其交点折合的电压称为厄尔利电压，用UA表示，如图2–30所示。显然，UA越大，表示基区调宽效应越弱。对于小功率晶体管， UA一般大于100V。由图2--30不难求出在Q点处的hoe，即 (2–39) null图2–30利用厄尔利电压求hoenull 由于混合π型电路模型与H参数电路模型等价，所以H参数还可以通过混合π型参数确定。输出交流短路和输入交流开路的低频混合π型电路分别如图2–31(a),(b)所示。利用该图并根据式(2–38)每个H参数的意义，可分别求得如下关系： 图2–31求H参数用的混合π型电路 (a)输出交流短路的混合π型电路 null图2–31求H参数用的混合π型电路 (a)输出交流短路的混合π型电路； (b)输入交流开路的混合π型电路null(2–40a) (2–40b) (2–40c) (2–40d) null如果忽略r b′c的影响，则式(2–40)可简化为 (2–41a) (2–41b) (2–41c) (2–41d) null 这就是工程分析中实用的H参数。其相应的低频H参数电路模型如图2–32所示。以上导出的两种晶体管交流模型各具特点。通常，在宽带放大器的分析中，采用图2–27(a)混合π型电路模型比较方便；而在低频放大器的分析中，采用图2–32H参数电路模型则相对简单。为了使参数一致，在以后的分析中均采用混合π型电路参数。 null图2–32 实用的低频H参数电路模型null 2–6–2 共射极放大器的交流等效电路 分析法利用晶体管交流模型分析放大器，可按以下步骤进行。第一步，根据直流通路估算直流工作点；第二步，确定放大器交流通路，用晶体管交流模型替换晶体管得出放大器的交流等效电路；第三步，根据交流等效电路计算放大器的各项交流指标。其中，关于工作点分析已在2–3–3节中作过详细介绍，这里不再讨论。下面将以共射放大器为例，着重讨论放大电路交流性能的分析方法。 null 共射极放大器如图2–33(a)所示。图中，采用分压式稳定偏置电路，使晶体管有一合适工作点(ICQ，UCEQ)。由于旁通电容CE将RE交流短路，因而射极交流接地。由放大器交流通路可以画出图2–33(b)所示交流等效电路。图中虚线方框部分就是被替换的晶体管交流模型。根据该等效电路，共射极放大器的交流指标分析如下。 null 图2–33共射极放大器及其交流等效电路 (a)电路；(b)交流等效电路null 图2–33共射极放大器及其交流等效电路 (a)电路；(b)交流等效电路null 1.电压放大倍数Au 由图可知，输入交流电压可表示为 输出交流电压为故得电压放大倍数式中：(2---42)null 2.电流放大倍数Ai 由图2–33(b)可以看出，流过RL的电流Io为而 式中RB=RB1‖RB2。由此可得(2–44)(2–45)若满足RB>>rbe,RL<>rbe时，则有 (2–53) 与此同时，从b极看进去的输入电阻R′i变为null 即射极电阻RE折合到基极支路应扩大(1+β)倍。因此，放大器的输入电阻为 Ri=RB1‖RB2‖R′i (2–54)  显然，与式(2–46)相比，输入电阻明显增大了。  对于输出电阻，尽管Ic更加稳定，但从输出端看进去的电阻仍为RC，即Ro=RC。 null 例5 在图2–33(a)电路中，若RB1=75kΩ，RB2=25kΩ,RC=RL=2kΩ,RE=1kΩ,UCC=12V，晶体管采用3DG6管，β=80, r bb′=100Ω,Rs=0.6kΩ,试求该放大器的直流工作点ICQ、UCEQ及Au,Ri,Ro和Aus等项指标。 解 按估算法计算Q点：   null下面计算交流指标。 null 将rbe, R′L的阻值代入上式，得 null 例6 在上例中，将RE变为两个电阻RE1和RE2串联，且RE1=100Ω,RE2=900Ω，而旁通电容CE接在RE2两端，其它条件不变，试求此时的交流指标。 解由于RE=RE1+RE2=1kΩ，所以Q点不变。对于交流通路，现在射极通过RE1接地。因而，交流等效电路变为图2–35所示电路，只是图中RE=RE1=100Ω。此时，各项指标分别为 null 可见，RE1的接入，使得Au减小了约10倍。但是，由于输入电阻增大，因而Aus与Au的差异明显减小了。 2–7 共集电极放大器和共基极放大