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PAGE\*MERGEFORMAT1PAGE\*MERGEFORMAT1PCBEMC规范目录第一部分布局1层的设置1.1合理的层数1.1.1Vcc、GND的层数1.1.2信号层数1.2单板的性能指标与成本要求1.3电源层、地层、信号层的相对位置1.3.1Vcc、GND平面的阻抗以及电源、地之间的EMC环境问题1.3.2Vcc、GND作为参考平面，两者的作用与区别1.3.3电源层、地层、信号层的相对位置2模块划分及特殊器件的布局2.1模块划分2.1.1按功能划分2.1.2按频率划分2.1.3按信号类型分2.1.4综合布局2.2特殊器件的布局2.2.1电源部分2.2.2时钟部分2.2.3电感线圈2.2.4总线驱动部分2.2.5滤波器件3滤波3.1概述3.2滤波器件3.2.1电阻3.2.2电感3.2.3电容3.2.4铁氧体磁珠3.2.5共模电感3.3滤波电路3.3.1滤波电路的形式3.3.2滤波电路的布局与布线3.4电容在PCB的EMC设计中的应用3.4.1滤波电容的种类3.4.2电容自谐振问题3.4.3ESR对并联电容幅频特性的影响3.4.4ESL对并联电容幅频特性的影响3.4.5电容器的选择3.4.6去耦电容与旁路电容的设计建议3.4.7储能电容的设计4地的分割与汇接 4.1 接地的含义 4.2 接地的目的 4.3 基本的接地方式 4.3.1 单点接地 4.3.2 多点接地 4.3.3 浮地 4.3.4 以上各种方式组成的混合接地方式 4.4 关于接地方式的一般选取原则 4.4.2 背板接地方式 4.4.3 单板接地方式 第二部分    布线 1 传输线模型及反射、串扰 1.1 概述： 1.2 传输线模型 1.3 传输线的种类 1.3.1 微带线（microstrip） 1.3.2 带状线（Stripline） 1.3.3嵌入式微带线 1.4 传输线的反射 1.5 串扰 2 优选布线层 2.1 表层与内层走线的比较2.1.1微带线（Microstrip）2.1.3微带线与带状线的比较2.2布线层的优先级别3阻抗控制3.1特征阻抗的物理意义3.1.1输入阻抗：3.1.2特征阻抗3.1.3偶模阻抗、奇模阻抗、差分阻抗3.2生产工艺对对阻抗控制的影响3.3差分阻抗控制3.3.1当介质厚度为5mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势3.3.2当介质厚度为13mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势3.3.3当介质厚度为25mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势3.4屏蔽地线对阻抗的影响3.4.1地线与信号线之间的间距对信号线阻抗的影响3.4.2屏蔽地线线宽对阻抗的影响3.5阻抗控制案例4特殊信号的处理5过孔5.1过孔模型5.1.1过孔的数学模型5.1.2对过孔模型的影响因素5.2过孔对信号传导与辐射发射影响5.2.1过孔对阻抗控制的影响5.2.2过孔数量对信号质量的影响6跨分割区及开槽的处理6.1开槽的产生6.1.1对电源/地平面分割造成的开槽6.2开槽对PCB板EMC性能的影响6.2.1高速信号与低速信号的面电流分布6.2.2分地”的概念6.2.3信号跨越电源平面或地平面上的开槽的问题6.3对开槽的处理6.3.1需要严格的阻抗控制的高速信号线，其轨线严禁跨分割走线6.3.2当PCB板上存在不相容电路时，应该进行分地的处理6.3.3当跨开槽走线不可避免时，应该进行桥接6.3.4接插件（对外）不应放置在地层隔逢上6.3.5高密度接插件的处理6.3.6跨“静地”分割的处理7信号质量与EMC7.1EMC简介7.2信号质量简介7.3EMC与信号质量的相同点7.4EMC与信号质量的不同点7.5EMC与信号质量关系小结第三部分背板的EMC设计1背板槽位的排列1.1单板信号的互连要求1.2单板板位结构1.2.1板位结构影响；1.2.2板间互连电平、驱动器件的选择2背板的EMC设计2.1接插件的信号排布与EMC设计2.1.1接插件的选型2.1.2接插件模型与针信号排布2.2阻抗匹配2.3电源、地分配2.3.1电源分割及热插拔对电源的影响2.3.2地分割与各种地的连接2.3.3屏蔽层第四部分射频PCB的EMC设计1板材1.1普通板材1.2射频专用板材2隔离与屏蔽2.1隔离2.2器件布局2.3敏感电路和强辐射电路2.4屏蔽材料和方法2.5屏蔽腔的尺寸3滤波3.1电源和控制线的滤波3.2频率合成器数据线、时钟线、使能线的滤波4接地4.1接地分类4.2大面积接地4.3分组就近接地4.4射频器件接地4.4接地时应注意的问题4.5接地平面的分布5布线5.1阻抗控制5.2转角5.3微带线布线5.4微带线耦合器5.5微带线功分器5.6微带线基本元件5.7带状线布线5.8射频信号走线两边包地铜皮6其它设计考虑第一部分布局1层的设置在PCB的EMC设计考虑中，首先涉及的便是层的设置；单板的层数由电源、地的层数和信号层数组成；电源层、地层、信号层的相对位置以及电源、地平面的分割对单板的EMC指标至关重要。1.1合理的层数根据单板的电源、地的种类、信号密度、板级工作频率、有特殊布线要求的信号数量，以及综合单板的性能指标要求与成本承受能力，确定单板的层数；对于EMC指标要求苛刻（如：产品需认证CISPR16CLASSB）而相对成本能承受的情况下，适当增加地平面乃是PCB的EMC设计的杀手锏之一。1.1.1Vcc、GND的层数单板电源的层数由其种类数量决定；对于单一电源供电的PCB，一个电源平面足够了；对于多种电源，若互不交错，可考虑采取电源层分割（保证相邻层的关键信号布线不跨分割区）；对于电源互相交错（尤其是象8260等IC，多种电源供电，且互相交错）的单板，则必须考虑采用2个或以上的电源平面，每个电源平面的设置需满足以下条件：单一电源或多种互不交错的电源；相邻层的关键信号不跨分割区；地的层数除满足电源平面的要求外，还要考虑： 元件面下面（第2层或倒数第2层）有相对完整的地平面；高频、高速、时钟等关键信号有一相邻地平面；关键电源有一对应地平面相邻（如48V与BGND相邻）。 1.1.2 信号层数 在CAD室现行工具软件中，在网表调入完毕后，EDA软件能提供一布局、布线密度参数，由此参数可对信号所需的层数有个大致的判断； 经验丰富的CAD工程师，能根据以上参数再结合板级工作频率、有特殊布线要求的信号数量以及单板的性能指标要求与成本承受能力，最后确定单板的信号层数。 信号的层数主要取决于功能实现，从EMC的角度，需要考虑关键信号网络（强辐射网络以及易受干扰的小、弱信号）的屏蔽或隔离措施。 1.2 单板的性能指标与成本要求 面对日趋残酷的通讯市场竞争，我们的产品开发面临越来越大的压力；时间、质量、成本是我们能否战胜对手乃至生存的基本条件。对于高端产品，为了尽快将质量过硬的产品推向市场，适当的成本增加在所难免；而对于成熟产品或价格压力较大的产品，我们必须尽量减少层数、降低加工难度，用性价比合适的产品参与市场竞争。对于消费类产品，如，电视、VCD、计算机的主板一般都使用6层以下的PCB板，而且会为了满足大批量生产的要求、严格遵守有关工艺规范、牺牲部分性能指标。1.3电源层、地层、信号层的相对位置1.3.1Vcc、GND平面的阻抗以及电源、地之间的EMC环境问题（此问题有待深入研究、以下列出现有部分观点，仅供参考）*电源、地平面存在自身的特性阻抗，电源平面的阻抗比地平面阻抗高；*为降低电源平面的阻抗，尽量将PCB的主电源平面与其对应的地平面相邻排布并且尽量靠近，利用两者的耦合电容，降低电源平面的阻抗；*电源地平面构成的平面电容与PCB上的退耦电容一起构成频响曲线比较复杂的电源地电容，它的有效退耦频带比较宽，（但存在谐振问题）。1.3.2Vcc、GND作为参考平面，两者的作用与区别电源、地平面均能用作参考平面，且有一定的屏蔽作用；但相对而言，电源平面具有较高的特性阻抗，与参考电平存在较大的电位势差；从屏蔽的角度，地平面一般均作了接地处理，并作为基准电平参考点，其屏蔽效果远远优于电源平面；在选择参考平面时，应优选地平面。1.3.3电源层、地层、信号层的相对位置对于电源、地的层数以及信号层数确定后，它们之间的相对排布位置是每一个EMC工程师都不能回避的话题；单板层的排布一般原则：元件面下面（第二层）为地平面，提供器件屏蔽层以及为顶层布线提供参考平面；b.所有信号层尽可能与地平面相邻；c.尽量避免两信号层直接相邻；d.主电源尽可能与其对应地相邻；e.兼顾层压结构对称。对于母板的层排布，鉴于我司现有母板很难控制平行长距离布线，对于板级工作频率在50MHZ以上的（50MHZ以下的情况可参照，适当放宽），建议排布原则：元件面、焊接面为完整的地平面（屏蔽）；b.无相邻平行布线层；c.所有信号层尽可能与地平面相邻；d.关键信号与地层相邻，不跨分割区。注：具体PCB的层的设置时，要对以上原则进行灵活掌握，在领会以上原则的基础上，根据实际单板的需求，如：是否需要一关键布线层、电源、地平面的分割情况等，确定层的排布，切忌生搬硬套，或抠住一点不放。鉴于篇幅有限，本文仅列出一般原则，供大家参考。以下为单板层的排布的具体探讨：*四层板，优选1，可用方案3。方案1TOPGNDPOWERBOTTOM此方案为现行四层PCB的主选层设置方案，在元件面下有一地平面，关键信号优选布TOP层；至于层厚设置，有以下建议：满足阻抗控制芯板（GND到POWER）不宜过厚，以降低电源、地平面的分布阻抗；保证电源平面的去藕效果；为了达到一定的屏蔽效果，有人试图把电源、地平面放在TOP、BOTTOM层，即采用方案2：此方案为了达到想要的屏蔽效果，至少存在以下缺陷：*电源、地相距过远，电源平面阻抗较大*电源、地平面由于元件焊盘等影响，极不完整*由于参考面不完整，信号阻抗不连续 实际上，由于大量采用表贴器件，对于器件越来越密的情况下，本方案的电源、地几乎无法作为完整的参考平面，预期的屏蔽效果很难实现；方案2使用范围有限。但在个别单板中，方案2不失为最佳层设置方案。以下为方案2在XX产品的接口滤波板中的使用案例； 案例（特例）：在XX产品的接口滤波板XXX的设计过程中，出现了以下情况： A，整板无电源平面，只有GND、PGND各占一个平面； B，整板走线简单，但作为接口滤波板，布线的辐射必须关注； C，该板贴片元件较少，多数为插件。 分析： 1，由于该板无电源平面，电源平面阻抗问题也就不存在了； 2，由于贴片元件少（单面布局），若表层做平面层，内层走线，参考平面的完整 性基本得到保证，而且第二层可铺铜保证少量顶层走线的参考平面； 3，作为接口滤波板，PCB布线的辐射必须关注，若内层走线，表层为GND、PGND，走线得到很好的屏蔽，传输线的辐射得到控制； 鉴于以上原因，在本板的层的排布时，我们决定采用方案2，即：GND、S1、S2、PGND，由于表层仍有少量短走线，而底层则为完整的地平面，我们在S1布线层铺铜，保证了表层走线的参考平面； 在传输XX产品的五块接口滤波板中，出于以上同样的分析，设计人员吴均决定采用方案2，同样不失为层的设置经典。 列举以上特例，就是要告诉大家，要领会层的排布原则，而非机械照搬。 方案3：TOPGNDPOWERBOTTOM此方案同方案1类似，适用于主要器件在BOTTOM布局或关键信号底层布线的情况；一般情况下，限制使用此方案；六层板，优选方案3，可用方案1，备用方案2、4对于六层板，优先考虑方案3，优选布线层S2，其次S3、S1。主电源及其对应的地布在4、5层，层厚设置时，增大S2-P之间的间距，缩小P-G2之间的间距（相应缩小G1-S2层之间的间距），以减小电源平面的阻抗，减少电源对S2的影响； 在成本要求较高的时候，可采用方案1，优选布线层S1、S2，其次S3、S4，与方案1相比，方案2保证了电源、地平面相邻，减少电源阻抗，但S1、S2、S3、S4全部裸露在外，只有S2才有较好的参考平面； 对于局部、少量信号要求较高的场合，方案4比方案3更适合，它能提供极佳的布线层S2。对于单电源的情况下，方案2比方案1减少了相邻布线层，增加了主电源与对应地相邻，保证了所有信号层与地平面相邻，代价是：牺牲一布线层；对于双电源的情况，推荐采用方案3，方案3兼顾了无相邻布线层、层压结构对称、主电源与地相邻等优点，但S4应减少关键布线；方案4：无相邻布线层、层压结构对称，但电源平面阻抗较高；应适当加大3-4、5-6，缩小2-3、6-7之间层间距；方案5：与方案4相比，保证了电源、地平面相邻；但S2、S3相邻，S4以P2作参考平面；对于底层关键布线较少以及S2、S3之间的线间窜扰能控制的情况下此方案可以考虑。*十层板：推荐方案2、3、可用方案1、4方案3：扩大3-4与7-8各自间距，缩小5-6间距，主电源及其对应地应置于6、7层；优选布线层S2、S3、S4，其次S1、S5；本方案适合信号布线要求相差不大的场合，兼顾了性能、成本；推荐大家使用；但需注意避免S2、S3之间平行、长距离布线；方案4：EMC效果极佳，但与方案3比，牺牲一布线层；在成本要求不高、EMC指标要求较高、且必须双电源层的关键单板，建议采用此种方案；优选布线层S2、S3,对于单电源层的情况，首先考虑方案2，其次考虑方案1。方案1具有明显的成本优势，但相邻布线过多，平行长线难以控制；以上方案中，方案2、4具有极好的EMC性能，方案1、3具有较佳的性价比； 对于14层及以上层数的单板，由于其组合情况的多样性，这里不再一一列举。大家可按照以上排布原则，根据实际情况具体分析。 以上层排布作为一般原则，仅供参考，具体设计过程中大家可根据需要的电源层数、布线层数、特殊布线要求信号的数量、比例以及电源、地的分割情况，结合以上排布原则灵活掌握；对于个别有争议的我们尽可能提供相关的实验数据、案例，给予界定，在此之前，建议大家优选推荐方案。 2 模块划分及特殊器件的布局 谈PCB的EMC设计,不能不谈PCB的模块划分及关键器件的布局。这一方面是某些频率发生器件、驱动器、电源模块、滤波器件等在PCB上的相对位置和方向都会对电磁场的发射和接收产生巨大影响，另一方面以上布局的优劣将直接影响到布线的质量。 2.1 模块划分 2.1 .1 按功能划分 各种电路模块实现不同的功能，比如说时钟电路；放大电路；驱动电路；A/D、D/A转换电路；I/O电路、开关电源、滤波电路等等。 一个完整的设计可能包含了其中多种功能的电路模块。在进行PCB设计时，我们可依据信号流向，对整个电路进行模块划分。从而保证整个布局的合理性，达到整体布线路径短，各个模块互不交错，减少模块间互相干扰的可能性。 2 .1.2 按频率划分 按照信号的工作频率和速率可以对电路模块进行划分：高、中、低渐次展开，互不交错。 2.1.3 按信号类型分 按信号类型可以分为数字电路和模拟电路两部分。 为了降低数字电路对模拟电路的干扰，使他们能和平共处、达到兼容状态，在PCB布局时需要给他们定义不同的区域，从空间上进行必要的隔离，减小相互之间的耦合。对于数、模转换电路，如A/D、D/A转换电路，应该布放在数字电路和模拟电路的交界处，器件布放的方向应以信号的流向为前提，使信号引线最短，并使模拟部分的管脚位于模拟地上方，数字部分的管脚位于数字地上方。 2.1.4 综合布局 电路布局的一个原则，就是应该按照信号流向关系，尽可能做到使关键的高速信号走线最短，其次考虑电路板的整齐、美观。时钟信号应尽可能短，若时钟走线无法缩短，则应在时钟线的两侧加屏蔽地线。对于比较敏感的信号线，也应考虑屏蔽措施。 时钟电路具有较大的对外辐射，会对一些较敏感的电路，特别是模拟电路产生较大的影响，因此在电路布局时应让时钟电路远离其他无关电路；为了防止时钟信号的对外辐射，时钟电路一般应远离I/O电路和电缆连接器。 低频数字I/O电路和模拟I/O电路应靠近连接器布放，时钟电路、高速电路和存储器等器件常布放在电路板的最靠近里边（远离拉手条）的位置；中低速逻辑电路一般放在电路板的中间位置；如果有A/D、D/A电路，则一般放在电路板最中间的位置。 下面是一些基本要点： 1. 区域分割，不同功能种类的电路应该位于不同的区域，如对数字电路、模拟电路、接口电路、时钟、电源等进行分区。 2. 数、模转换电路应布放在数字电路区域和模拟电路区域的交接处。 3. 时钟电路、高速电路、存储器电路应布放在电路板最靠近里边（远离拉手条）的位置；低频I/O电路和模拟I/O电路应靠近HEAD头布放。 4. 应该采用基于信号流的布局，使关键信号和高频信号的连线最短，而不是首先考虑电路板的整齐、美观。 5.功率放大与控制驱动部分远离屏蔽体的局部开孔,并尽快离开本板。 6.晶振、晶体等就近对应的IC放置。 7.基准电压源（模拟电压信号输入线、A/D变换参考电源）要尽量远离数字信号。 2.2 特殊器件的布局 2.2.1 电源部分 在分散供电的单板上都要一个或者多个DC/DC电源模块，加上与之相关的电路，如滤波，防护等电路共同构成单板电源输入部分。 现代的开关电源是EMI产生的重要源头，干扰频带可以达到300MHz以上，系统中多个单板都有自己独立的电源，但干扰却能通过背板或空间传播到其他的单板上，而单板供电线路越长，产生的问题越大，所以电源部分必须安装在单板电源入口处。如果存在大面积的电源部分，也要求统一放在单板一测。下面是一个比较好的放置方法，2.2.2时钟部分时钟往往是单板最大的干扰源，也是进行PCB设计时最需要特殊处理的地方。布局时一方面要使时钟源离单板板边（尤其是拉手条）距离尽量大，另一方面要使时钟输出到负载的走线尽量短。在布线部分中，我们提到对时钟线要优先考虑布内层，并进行必要的匹配、屏蔽等处理。2.2.3电感线圈线圈（包括继电器）是最有效的接受和发射磁场的器件（在继电器选型时应尽量考虑采用固态继电器）。建议线圈放置在离EMI源尽量远的地方，这些发射源可能是开关电源、时钟输出、总线驱动等。线圈下方PCB板上不能有高速走线或敏感的控制线，如果不能避免，就一定要考虑线圈的方向问题，要使场强方向和线圈的平面平行，保证穿过线圈的磁力线最少。 2.2.4 总线驱动部分 随着系统容量越来越大，总线速率越来越高，总线驱动能力要求也越来越高，而总线数量同时大量增加，而总线匹配难以做到十分完美，所以一般总线驱动器（如16244）附近的辐射场强很高，在部分单板的测量过程中，我们总线驱动部分是时钟之外的另一主要EMI源。 在布局上，要求总线驱动部分离单板拉手条的距离尽量远，减小对系统外的辐射，同时要求驱动后信号到宿的距离尽量靠近。如下图： 必要的时候可以考虑在大量的总线驱动部分加局部屏蔽体。2.2.5滤波器件滤波措施是必不可少也是最常用的对策手段，原理设计中经常是注意到了很多的滤波措施，比如去耦电容、三端电容、磁珠，电源滤波，接口滤波等，但在进行PCB设计时，如果滤波器件的位置放置不当，那么滤波效果将大打折扣，甚至起不到滤波作用。滤波器件安装的一般考虑是就近原则。例如：去耦电容要尽量靠近IC的电源管脚；电源滤波要尽量靠近电源输入或电源输出；局部功能模块的滤波要靠近模块的入口；对外接口的滤波（如磁珠等）要尽量靠近接插件等。下面的图给一个直观的范例：3滤波3.1概述在PCB设计中，滤波既包括专门的信号滤波器的设计，也包括大量电源滤波电容的使用。滤波是必不可少的：一方面，通过其它方式并不能完全抑制进出设备 的传导噪声，当电气信 号进出设备时，必须进行有效地滤波；另一方面，集成芯片的输出状态的变化或其它原因会使芯片供电电源上产生一定的噪声，并影响该芯片本身或其它芯片的正常工作。 3.2 滤波器件 常用的滤波器件有很多种，包括电阻、电感、电容、铁氧体磁珠等。 3.2.1 电阻 电阻不能单独用来做滤波的用途，它一般与电容结合起来组成RC滤波网络使用。 3.2.2 电感 电感的高、低频特性如图4所示。由于引线电阻（ESR）和寄生电容的存在，使电感存在一个自谐振频率fc，电感在低于fc的频率范围内表现为电感的特性，但在高于fc的频率范围内，则表现为电容的特性。这是在计算滤波器的插入损耗时需要尤其注意的地方。 3.2.3 电容 电容是在滤波电路中最为常用的器件。关于电容在后文中有详细地描述。 3.2.4 铁氧体磁珠 铁氧体磁珠也是滤波常用的器件。用于电磁噪声抑制的铁氧体是一种磁性材料，由铁、镍、锌氧化物混合而成，具有很高的电阻率，较高的磁导率（约为100~1500）。铁氧体磁珠串接在信号或电源通路上，用于抑制差模噪声。当电流流过铁氧体时，低频电流可以几乎无衰减地流过，但高频电流却会受到很大的损耗，转变成热量散发。铁氧体磁珠可以等效为电阻与电感的串联，但电阻值与电感值都是随频率而变化的。铁氧体磁珠与普通的电感相比具有更好的高频滤波特性。铁氧体在高频时呈现电阻性，相当于品质因数很低的电感器，所以能在相当宽的频率范围内保持较高的阻抗，从而提高高频滤波效能。3.2.5共模电感共模电感插入传输导线对中，可以同时抑制每根导线对地的共模高频噪声。通常的做法是把两个相同的线圈绕在同一个铁氧体环上，铁氧体磁损较小，绕制的方法使得两线圈在流过共模电流时磁环中的磁通相互叠加，从而具有相当大的电感量，对共模电流起到抑制作用，而当两线圈流过差模电流时，磁环中的磁通相互抵消，几乎没有电感量，所以差模电流可以无衰减地通过。3.3滤波电路3.3.1滤波电路的形式在EMC设计中，滤波的作用基本上是衰减高频噪声，所以滤波器通常都设计为低通滤波器。3.3.2滤波电路的布局与布线滤波电路在布局布线时必须严格注意。滤波电路的地应该是一个低阻抗的地，同时不同的功能电路之间不能存在共地阻抗；滤波电路的输入输出不能相互交叉走线，应该加以隔离； 在滤波电路的设计中，同时应该注意使信号路径尽量短、尽量简洁；尽量减小滤波电容的等效串联电感和等效串联电阻； 接口滤波电路应该尽量靠近接插件。3.4 电容在PCB的EMC设计中的应用 3.4.1 滤波电容的种类 电容在PCB 的EMC设计中是使用最为广泛的器件。电容按功能的不同可以分为三种： 去耦（Decouple）：打破系统或电路的端口之间的耦合，以保证正常的操作。 旁路（Bypass）：在瞬态能量产生的地方为其提供一个到地的低阻抗通路。是良好退耦的必备条件之一。 储能（Bulk）： 储能电容可以保证在负载快速变到最重时电压不会下跌。 3.4.2 电容自谐振问题 我们用来滤波的电容器并不是理想的电容器，在系统中实际表现为理想电容与电感和电阻的串联。 3.4.3 ESR对并联电容幅频特性的影响 阻抗的峰值与电容器的ESR的值成反比，随着单板设计水平与器件性能的提高， 并联电容的阻抗的峰值将会随着ESR的减小而增加，并联谐振峰值的形状与位置取决于PCB板的设计与电容的选择。 有几条原则应该了解： 1、随着ESR的减小，谐振点的阻抗会减小，但反谐振点的阻抗会增大； 2、n个相同电容并联使用时，最小阻抗可能小于ESR/n； 3、多个电容并联时，阻抗并不一定发生在电容的谐振点； 4、对于给定数量的电容器，比较好的选择是电容值在一个较大的范围内均匀展开，各个电容值的ESR适中；比较差的选择是仅有少量的电容值，而且电容的ESR都非常小。 3.4.4 ESL对并联电容幅频特性的影响 电容封装和结构不同，ESL也不同。 电容的ESL与电容值一起决定电容器的谐振点与并联电容器的反谐振点的频率范围。在实际的设计中，应该尽量选用ESL小的电容器。 3.4.5 电容器的选择 对于RF设计而言，陶瓷电容器、聚酯纤维电容器和聚苯乙烯薄膜电容器都是很好的选择。 对于EMI滤波器来讲，对电容器的介质材料要求并不高，常见的X7R、Y5V和Z5U等松散介质都是不错的选择；通常绝对的电容值、电容器的温度系数、电压变化系数等并不重要。 3.4.6 去耦电容与旁路电容的设计建议 1、以供应商提供的产品资料上的自谐振特性为基础选择电容，使之符合设计的时钟速率与噪声频率的需要。 2、在所需要的频率范围内加尽可能多的电容。3、在尽可能靠近 IC每个电源管脚的地方，至少放一个去耦电容器，以减小寄生阻抗。 4、旁路电容与IC尽可能放在同一个PCB平面上。 5、对于多时钟系统可以将电源平面作分割，对每一个部分使用一种正确容值的电容器，被狭缝分隔的电源平面将一部分的噪声与其他部分的敏感器件分隔开来，同时提供了电 容值的分离； 6、对于时钟频率在一个较宽的范围内变化的系统，旁路电容的选择甚为困难。一个较好的解决方法是将两个容值上接近2：1的电容并联放置，这样做可以提供一个较宽的低阻抗区，和一个较宽的旁路频率。 3.4.7 储能电容的设计 储能电容可以保证在负载快速变到最重时供电电压不会下跌。 储能电容可分为板极储能电容、器件级储能电容两种： A，板极储能电容：保证负载快速变到最重时，单板各处供电电压不会下跌。在高频、高速单板（以及条件允许的背板），建议均匀排布一定数量的较大容值的钽电容（1uf、10uf、22uf、33uf），以保证单板同一电压的值保持一致。 B，器件级储能电容： 保证负载快速变到最重时，器件周围各处供电电压不会下跌。对于工作频率、速率较高、功耗较大的器件，建议在其周围排放1—4个较大容值的钽电容（1uf、10uf、22uf、33uf），以保证器件快速变换时其工作电压保持不变。 储能电容的设计应该与去耦电容的设计区别开来。有以下设计建 议： 1、当单板上具有多种供电电压时，对一种供电电压储能电容仍然只选用一种容值的电容器，一般选用表贴封装的Tantalum电容（钽电容），可以根据需要选择10uf、22uf、33uf等； 2、不同供电电压的芯片构成一个群落，储能电容在这个群落内均匀分布。 4 地的分割与汇接 接地是抑制电磁干扰、提高电子设备EMC性能的重要手段之一。正确的接地既能提高产品抑制电磁干扰的能力，又能减少产品对外的EMI发射。4.1 接地的含义 电子设备的“地”通常有两种含义：一种是“大地”（安全地），另一种是“系统基准地”（信号地）。接地就是指在系统与某个电位基准面之间建立低阻的导电通路。“接大地”就是以地球的电位为基准，并以大地作为零电位，把电子设备的金属外壳、电路基准点与大地相连接。把接地平面与大地连接，往往是出于以下考虑： A，提高设备电路系统工作的稳定性； B，静电泄放； C，为操作人员提供安全保障。 在交换、接入网等产品中，一般单板的拉手条都通过拉手条的定位孔与保护地连接，以便静电泻放。 在做PON16的ESD实验。由于DMU的拉手条没有接PGND（本应金属化处理的定位孔被误设计成非金属化孔，致使该板的拉手条并未接到保护地上）。故在机壳(局端或者远端)的后面板进行静电试验(接触放电和空气放电)时，容易引起复位。更改焊盘设计，拉手条接PGND后，复位问题解决，ESD测试通过。 4.2 接地的目的 A，安全考虑，即保护接地； B，为信号电压提供一个稳定的零电位参考点（信号地或系统地）； C，屏蔽接地。 4.3 基本的接地方式 电子设备中有三种基本的接地 方式：单点接地、多点接地、浮地。 4.3.1 单点接地 单点接地是整个系统中，只有一个物理点被定义为接地参考点，其他各个需要接地的点都连接到这一点上。 单点接地适用于频率较低的电路中（1MHZ以下）。若系统的工作频率很高，以致工作波长与系统接地引线的长度可比拟时，单点接地方式就有问题了。当地线的长度接近于1/4波长时，它就象一根终端短路的传输线，地线的电流、电压呈驻波分布，地线变成了辐射天线，而不能起到“地”的作用。为了减少接地阻抗，避免辐射，地线的长度应小于1/20波长。在电源电路的处理上，一般可以考虑单点接地。对于我司大量采用的数字电路，由于其含有丰富的高次谐波，一般不建议采用单点接地方式。 4.3.2 多点接地 多点接地是指设备中各个接地点都直接接到距它最近的地平面上，使接地引线的长度最短。 多点接地电路结构简单，接地线上可能出现的高频驻波现象显著减少，适用于工作频率较高的（>10MHZ）场合。但多点接地可能会导致设备内部形成许多接地环路，从而降低设备对外界电磁场的抵御能力。在多点接地的情况下，要注意地环路问题，尤其是不同的模块、设备之间组网时。 地线回路导致的电磁干扰： 理想地线应是一个零电位、零阻抗的物理实体。但实际的地线本身既有电阻分量又有电抗分量，当有电流通过该地线时，就要产生电压降。地线会与其他连线（信号、电源线等）构成回路，当时变电磁场耦合到该回路时，就在地回路中产生感应电动势，并由地回路耦合到负载，构成潜在的EMI威胁。 4.3.3 浮地 浮地是指设备地线系统在电气上与大地绝缘的一种接地方式。 由于浮地自身的一些弱点，不太适合于我司一般的大系统中，其接地方式很少采用，在此不作详细介绍。4.3.4 以上各种方式组成的混合接地方式 4.4 关于接地方式的一般选取原则： 对于给定的设备或系统，在所关心的最高频率（对应波长为）入上，当传输线的长度L〉 入，则视为高频电路，反之，则视为低频电路。根据经验法则，对于 多点接地是指设备中各个接地点都直接接到距它最近的地平面上，使接地引线的长度最短。 多点接地电路结构简单，接地线上可能出现的高频驻波现象显著减少，适用于工作频率较高的（>10MHZ）场合。但多点接地可能会导致设备内部形成许多接地环路，从而降低设备对外界电磁场的抵御能力。在多点接地的情况下，要注意地环路问题，尤其是不同的模块、设备之间组网时。 地线回路导致的电磁干扰： 理想地线应是一个零电位、零阻抗的物理实体。但实际的地线本身既有电阻分量又有电抗分量，当有电流通过该地线时，就要产生电压降。地线会与其他连线（信号、电源线等）构成回路，当时变电磁场耦合到该回路时，就在地回路中产生感应电动势，并由地回路耦合到负载，构成潜在的EMI威胁。 4.3.3 浮地 浮地是指设备地线系统在电气上与大地绝缘的一种接地方式。 由于浮地自身的一些弱点，不太适合于我司一般的大系统中，其接地方式很少采用，在此不作详细介绍。 4.3.4 以上各种方式组成的混合接地方式 4.4 关于接地方式的一般选取原则： 对于给定的设备或系统，在所关心的最高频率（对应波长为）入上，当传输线的长度L〉 入，则视为高频电路，反之，则视为低频电路。根据经验法则，对于 接对应的地）。 在电源、地的分割方面要注意切断EMI通过参考平面从初级窜到次级的途径，尤其是在滤波器、共模线圈、磁珠等器件的分割处理上。  第二部分    布线 1 传输线模型及反射、串扰 1.1 概述： 在高速数字电路PCB设计中，当布线长度大于20分之一波长或信号延时超过6分之一信号上升沿时，PCB布线可被视为传输线。传输线有两种类型:微带线和带状线。与EMC设计有关的传输线特性包括：特征阻抗、传输延迟、固有电容和固有电感。反射与串扰会影响信号质量，同时从EMC的角度考虑，也是EMI的主要来源。 1.2 传输线模型 关于传输线的分布参数模型在CAD室《信号质量控制》等资料中已有详尽介绍，此处从略。 1.3 传输线的种类 1.3.1 微带线（microstrip） 定义：与参考平面相邻的表层布线。 1.3.2 带状线（Stripline） 定义：在两参考平面之间的PCB布线  传输过程中的任何不均匀(如阻抗变化、直角拐角)都会引起信号的反射，反射的结果对模拟信号（正弦波）是形成驻波，对数字信号则表现为上升沿、下降沿的振铃和过冲。这种过冲一方面形成强烈的电磁干扰，另一方面对后级输入电路的保护二极管造成损伤甚至失效。 一般而言，过冲超过0.7V就应采取措施。在下面的图中，信号源阻抗、负载阻抗是 造成信号来回反射的原因。 由于反射而在信号的上升沿和下降沿引起上冲、下冲和振铃，这些过冲和振铃不仅影响信号的完整性，而且是主要的EMI发射源。 1.5 串扰 由于在相邻PCB布线之间存在寄生电容CSV，高频信号会通过CSV引起互相 干扰，在一路有脉冲信号通过时，另一路上在脉冲的上升沿和下降沿位置有干扰脉冲出现，这就是PCB布线间的串扰。串扰一方面影响信号质量，同时串扰脉冲也是EMI的主要发射源。     影响传输线间串扰的因数有：耦合长度L、源端、负载端的输入、输出阻抗，介电常数，传输线的宽度W、厚度T，与参考平面的高度H（换个角度： 分布电容 CSV、寄生电容 Cti、耦合电感L） 2 优选布线层 对于时钟、高频、高速、小、弱信号而言，选择合适的布线层相当重要,对于那些高速总线，其布线层的选择一样不能忽视；1.3.3嵌入式微带线 1.4 传输线的反射让我们先对表层与内层的走线（即微带线与带状线）进行一些比较 2.1 表层与内层走线的比较 注：微带线和带状线已在上一章中介绍过，为方便阅读，此处再次附上。 2.1.1 微带线（Microstrip） 定义：与参考平面相邻的表层布线。 2.1.3 微带线与带状线的比较 微带线与带状线的比较： 1，微带线的传输延时比带状线低（38 .1(ps/inch)）； 2，在给定特征阻抗的情况下，微带线的固有电容比带状线小； 3，微带线位于表层，直接对外辐射；带状线位于内层，有参考平面屏蔽； 4，微带线可视，便于调试；带状线不可视，调试不便； 考虑到参考平面的屏蔽作用，现有测试数据表明微带线的辐射比带状线大20DB左右。 我们知道，EMI的对外传播途径主要有传导和辐射两种；对于传输线而言，这两种途径也 同样存在； 对于带状线，由于其夹在两平面之间，其辐射途径得到较好的控制，其主要对外传播途径为传导，即我们需要重点考虑的是其供电过程中的电源、地的纹波以及与相邻走线之间的窜扰。 而对于微带线，除具有带状线的传导途径外，其自身对外的辐射对我们的EMC指标至关重要；当然，并非所有表层的走线的辐射都值得我们关注，在稍后特殊信号的处理一章里，我们对主要辐射信号的种类将加以探讨； 从EMC的角度，我们需要对以下两种布线加以关注： 1，强辐射信号线（高频、高速，尤以时钟线为甚），对外辐射； 2，小、弱信号以及对外界干扰非常敏感的复位等信号，易受干扰； 对于这两类线，我们必须给予充分的关注，在情况允许的前提下，建议考虑内层布线；并扩大他们与其他布线的间距，甚至加屏蔽地线进行隔离； （至于有那些布线需要我们特殊关注，在特殊信号处理一章，我们会有较深入的探讨）。 注：一般而言，器件自身的辐射指标因素在器件设计过程中已考虑，我们假定器件自身已满足辐射指标（特殊器件会有其对应的屏蔽等解决措施），这里，我们主要考虑的是传输线的对外辐射。 对比Simense、Motorola的同类PCB板，我们可发现其表层很少布线，埋盲孔的使用，保证了参考平面的完整性，也为表层的屏蔽效果提供了保证；而我司目前出于成本的考虑以及尚未对单板的EMI辐射引起足够的重视，因而表层布线相当普遍，甚至超过内层的布线密度。鉴于我司现有的PCB设计周期，普通CAD工程师很难对单板的信号有个全面的了解。 从交换产品巴西项目的EMC测试情况来看，一些频率、速率并不高的时钟等信号线，其对外辐射指标远远超过其他信号线的辐射，从EMC的角度，建议关键信号（尤其是时钟信号，具体种类后文有说明）优先考虑内层布线，其他信号（尤其对其辐射情况不明了的信号）尽可能考虑内层布线；整板辐射基线较高的PCB板，应考虑采用表层屏蔽或单板加屏蔽罩等处理方式。 2.2 布线层的优先级别 A，优先考虑内层； B，优先考虑无相邻布线层的层，或虽有相邻布线层，但相邻布线层对应区域下无 走线； C，内层布线优先级别，L > L > L ；(即优选地作参考平面) D，确保关键走线未跨分割区的布线层； PCB的设计需要综合考虑功能实现、成本、EMC、工艺、美观等多种因素，在优选布线层上，没有一成不变的原则。以上建议作为一般指导原则，仅供大家在进行PCB设计时参考。CAD工程师的价值也就在于在多种因素中，折衷考虑，找到最佳解决途径。 例如：在布局部分第一章关于十层板有如下层排布方案：在方案1里，由于S2、S3均在内层，且夹在两地平面之间，在布关键信号时，我们首先考虑S2、S3，并保证层间无平行长线（关键网络）；S4、S5与S2、S3基本相同，但夹在电源、地平面之间，根据我们现有掌握的情况，电源、地平面之间的EMC环境差于两地平面之间的EMC环境，因而S4、S5的优先级别低于S2、S3，由于S5以阻抗较低的G3作参考平面，其优先级别略高于S4；S1、S6同为表层布线，一般而言，表层（TOP）由于器件PIN密度高于底层（BOTTOM），两者之间，我们优先考虑S6；即，方案一的布线优先级别为：S2=S3>S5>S4>S6>S1; 注：以上未考虑到电源、地平面的分割情况，实际情况因分割因素可能有所出入。 同样分析，方案2的布线优先级别：S2=S3>S4>S5>S1; 方案3的布线优先级别：S2=S3=S4>S5>S1; 方案4的布线优先级别：S2=S3=S4>S1; 3 阻抗控制 3.1 特征阻抗的物理意义 3.1.1 输入阻抗： 在集总电路中，输入阻抗是经常使用的一个术语，它的物理意义是：从单口网络看进去的电压和电流的比值。 输入阻抗: Zin = U/i。 3.1.2 特征阻抗  对于PCB 来说每一段走线都有特定的阻抗值，走线电感是引起PCB 上射频辐射的重要因素之一。甚至于从芯片硅芯到安装焊盘之间的引线电感也会引起可观的射频电势，尤其是电路板上的细长走线会有较大的引线电感。通常如果有射频电压加在一段阻抗上就会有相应的射频电流流过，就会引发电磁干扰。 随着信号传输速率越来越高，PCB走线已经表现出传输线的性质，在集总电路中视为短路线的连线上在同一时刻的不同位置的电流电压已经不同，所以不能用集总参数来表示，必须采用分布参数来处理。 3.1.3 偶模阻抗、奇模阻抗、差分阻抗 当两根传输线比较靠近时他们之间会存在耦合，耦合会使传输线的特征阻抗发生改变，引出一个有效特征阻抗的概念。我们首先从感性上进行存在耦合时研究有效特征阻抗的计算方法。 3.2 生产工艺对对阻抗控制的影响 生产工艺对阻抗的影响很大，首先理论上讲，通过连续的调节介质的厚度可以得到连续变化的阻抗控制，但这在PCB生产厂家是难以达到的，因为目前国内的生产厂家一般采用层压成板的生产方式，所以各层的介质厚度分为很多的规格，而不是连续变化的。目前，绝大多数PCB生产厂家的PCB采用两种介质：芯材和半固化片，芯材和半固化片的交替叠加构成PCB板. 芯材是两面附有铜箔的介质，即一个简单的双面板。芯材有以下10几种规格：0.1mm、 0.2mm、0.3mm、0.4mm、0.5mm、0.6mm、0.7mm、0.8mm、0.9mm、1.0mm、1.2mm、1.5mm、 1.6mm、2.0mm、2.4mm。 注意：在进行阻抗控制的时候，一定要考虑到芯材的厚度中是否包含了铜箔的厚度。 半固化片有1080、2116、7628等三种规格，应至少选择两片以上的半固化片进行组合。由于半固化片在层压期间，会出现流稀的现象，使得介质的厚度变薄。应当注意计算阻抗时对于走线层铜箔层压时会嵌入介质中，平面层不受影响。 由以上阻抗的物理意义可以看到，阻抗是由PCB走线的自感、自容以及互感、互容决定的，而这些PCB的寄生参数又与板材和PCB生产厂家的加工工艺密切相关。所以生产厂家的加工工艺直接影响着阻抗的控制精度。按照理论分析，同一条PCB走线上的阻抗应该是一致的，但由于线的各处线宽、介质厚度受加工工艺的影响存在偏差，从而使得线各点的阻抗不一致。 微带线相对于带状线来说，更易于向外辐射与受到干扰，因此对于关键信号线如时钟、低位地址等周期性较强的信号线应走带状线的形式，并且保持阻抗的连续性。 3.3 差分阻抗控制 我们平时所说的差分阻抗是奇模阻抗的两倍。现在研究差分线之间的间距对差分阻抗的影响。总的来说，随着差分线之间距离的增大，差分线之间的耦合逐渐变弱，对共模干扰的抑制作用会减弱，阻抗变化的程度和信号线到地平面之间的距离有很大关系。现在研究以下三 种介质厚度下，差分阻抗随信号间距的变化趋势。 3.3.1 当介质厚度为5mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势 信号线到地平面之间的距离较小时PCB走线的大部分磁力线通过地板进行耦合，所以两个信号线之间的耦合相对较弱，信号线之间的间距对奇模阻抗的影响较弱。 3.3.2 当介质厚度为13 mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势 信号线到地平面之间的距离增大，两个信号线之间的耦合成分逐渐增大，已经和地之间的耦合相比拟，所以信号线之间的间距的变化对奇模阻抗的影响相对较强。 3.3.3 当介质厚度为25 mil时的差分阻抗随差分线间距的变化趋势 信号线到地平面之间的距离增大到25mil时，差分线之间的耦合对整个磁力线的分布已经起者决定性的作用，尽管两个信号线之间的间距增大到30mil，接近线宽的4倍，但由于两线之间的耦合还是使阻抗减小了10个欧姆。所以当信号到地板的距离较大时，一定要重视差分线之间耦合成分。 在信号线离地较远时，差分信号对共模干扰有较强的抑制作用并且降低了信号的共模辐射程度。对于高速信号线，尽量选用差分信号，可以有效减小EMI影响。 3.4 屏蔽地线对阻抗的影响 在实际的设计中，经常在关键的信号线两边各加一条地线（guardline)。目的在于为关键信号提供一个低电感的地回路，从而减少相邻线之间的串扰与传导、辐射的影响。但增加了地线的同时， 也改变了信号的电磁场分布，降低了信号线的阻抗。3.4.1 地线与信号线之间的间距对信号线阻抗的影响 3.4.2 屏蔽地线线宽对阻抗的影响 A、屏蔽地线的线宽对信号的阻抗影响不是单调的，且对信号的影响较弱。随着屏蔽地线线宽 从4mil变化到无穷大，相应的阻抗变化只是在一个欧姆内摆动。所以在进行PCB设计时，为了节省 布线空间，可以用较细的地线作为屏蔽。 B、当地线到信号的间距为6mil时，单线阻抗降低4个欧姆左右，差分阻抗降低5个欧姆左右。 当地线到信号的距离为12mil时，单线阻抗降低1个欧姆左右，差分阻抗也降低一个欧姆左右。 对于关键信号线与接口信号，可考虑用包地线屏蔽。 3.5 阻抗控制案例 某产品单板阻抗控制： 板结构如下： 单板为十二层板,六层走线。地层为GND1,GND2,GND3。电源层为VCC1,VCC2和VCC3。其中VCC1层为+5V电源层,VCC2层为+3.3V电源层,VCC3层为1.5V电源层。 从图中可看出,内层传输线阻抗为35欧,顶层阻抗为49欧,内外层阻抗不连续.在这种层次结构下,SD535到GTL16923 B口的数据线很难匹配,造成台阶与过冲现象，且此现象不可能通过匹配来消除。 改板后的单板结构： 将原来单板的两层平面夹一层信号的结构改为两层平面夹两层信号的结构.这样内外层的阻抗基本一致,且可消除SD535到GTL1655间数据线的台阶与过冲现象.这种结构的缺点为:存在相邻层信号间的串扰;.对于相邻层信号间的串扰可通过在相邻层走线垂直,限制并行走线长度来减小串扰. PCB的板厚为2.2mm±10%。PCB板上线宽基本为8mil, 时钟为10mil。线距为7mil。 各层传输线的阻抗控制为： 顶层与底层的阻抗：8mil线宽时为50Ω ±10%，10mil线宽时为45Ω ±10%。 内层阻抗：7mil线宽时为49Ω ±10%，8mil线宽时为46Ω ±10%，10mil线宽时为41Ω ±10%。 4 特殊信号的处理 在PCB的EMC设计考虑中，主要是围绕一些为数不多的特殊信号的处理上。 从信号与外界的关系来分，可分为强信号与小弱信号； 从信号的种类来分，需要关注的有时钟、总线、I/O、复位、接口、电源、地等。 5 过孔 5.1 过孔模型   从过去设计的一些PCB板效果来看，过孔对于低频，低速信号的 影响是很小的，但是近 来，随着时钟速度的提高，器件的上升时间及时序问题已经成为了PCB设计中的关键问题。 过孔在PCB传输线中的影响也就成为了讨论的热点话题。  5.1.1 过孔的数学模型 过孔与一般的传输线一样，也可以看作是电容、电感、电阻组成的参数模型，可 以用场提取工具(如ANSOFT）提取过孔模型，或者可用TDR测试方法来测试。 5.1.2 对过孔模型的影响因素 影响过孔参数的因素主要有：过孔直径、板厚、过孔焊盘大小。另外，不同的层设置、过孔在何处换层、平面层的影响等也是影响因素。 5.2 过孔对信号传导与辐射发射影响 5.2.1 过孔对阻抗控制的影响 注意使用需在PCB 上钻孔的器件或在PCB 上打过孔都会引起镜像平面的非连续性, 会破坏号的最佳回流途径。 对于需在不同层之间打过孔走线的微带线或者带状线而言, 在它们周边都有固定的射频回流路线, 都易受干扰, 最容易提高抗干扰性能的办法是不要在不同层之间打过孔布线, 只在同一层走线最好, 确保在微带线与地平面的任何位置上不要有任何原因造成的阻抗非连续性, 如果一条敏感信号线非得打过孔不可得话, 那么就要在这 个信号过孔附近打上地属性的过孔来减小非连续性。设想一下对于四层以上的布线，有一层完整的地，一层完整的电源层，以及其它布线层，为了在布线时能够确保良好的信号回流，地层应担负起回流主通道的任务，若有敏感信号必需打过孔而要走到其它非地层的相邻层，那么就需对此信号线做包地处理，所包的地线应该与信号线平行，尽量靠近。 已知的过孔的负面影响大致可分为以下几类： 1、过孔是固有电容，因此改变了PCB走线的特征阻抗。 2、过孔对于走线的特征阻抗起到了一个跳变作用，因此会导致反射，过孔导致了走线上 6~7欧姆的瞬态的阻抗不连续，它导致了大约0.055的负反射系数（50欧姆左右走线特性阻抗），近似为5%。 3、当走线从一层换到另外一层时，参考平面会发生改变，而且走线的回流路径也产生了变 化。走线的特征阻抗也可能会发生很大的变化， 4、如果一层的走线从本层走到相同参考平面的另一层，过孔的影响较小，否则当换层后的参考平面发生变化后，传输线的特征阻抗将可能会发生很大的变化。 可惜的是，很少有专门的在保证其它参数不变的条件下，研究过过孔在PCB布线中的影响，这是由以下几个资源限制（至少是部分原因）所造成的： A、需要设计一块测试PCB板  B、需要加工 C、需要一套好的测试仪，并且研究者应能熟练使用它。 5.2.2 过孔数量对信号质量的影响 过孔数量对信号的影响还需要验证。 实际上，每一个过孔（甚至走线本身）都有一点高频损失。由TDR测试结果，过孔确实有容性的效果，会导致信号高次谐波的衰减，表现为信号上升时间会减缓。但是就一个过孔来说，其导致的影响和整个走线产生的衰耗相比，过孔所引起衰减是微不足道的。对于设计者使用上升时间范围在0.5 ns到1.0ns（500ps 到1000ps）的元器件（或者更快速）来说，一个过孔所引起的几十ps的边沿变缓相对来说是没什么影响的，对于甚高速设计，多个过孔的影响应该考虑，应尽量减少过孔数量。 过孔还会引起信号传输时间变长，一般一个过孔影响大约几百ps的走线延时。对于背板上长的走线来讲，一个过孔的影响也是可以忽略的。 对PCB设计过程中关于过孔的建议： 1，尽量减少过孔数量； 2，布线换层时，优选阻抗连续的平面进行切换； 3，对于低于1GHZ的信号，优先考虑内层布线，减小辐射影响，而非避免过孔。 6 跨分割区及开槽的处理 6.1 开槽的产生 开槽是PCB设计中的一种常见的结构。我们常说的“跨分割区问题”事实上也是一种开槽问题。开槽的产生可以归纳为以下两种情况。 6.1.1 对电源/地平面分割造成的开槽 当PCB板上存在多种不同的电源或地的时候，一般不可能为每一种电源网络和地网络分配一个完整的平面，常用的做法是在一个或多个平面上进行电源分割或地分割。同一平面上的不同分割之间就形成了开槽。 6.1.2 通孔过于密集形成开槽 通孔包括焊盘和过孔。通孔穿过地层或电源层而与之没有电气连接时，需要在通孔周围留一些空间（即隔离环）以便进行电气隔离；但当通孔之间的距离靠得太近时，隔离环就会重叠起来，形成开槽。这也被称为热焊盘问题。 当连接器穿过电源或地层时，为了完成有效的电气隔离或安全隔离，连接器的针与电源或地平面必须有隔离环进行隔离；当隔离环的半径大于1mm（插针间的间距的一半）时， 就