大功率低压大电流高频开关电源的研制

2．4．3倍流整流电路⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．122．4．4三种整流电路的对比⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．132．5低压大电流的下的特殊问题及对策⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．142．6本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．153电源主电路参数计算⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．163．1输入整流部分及输入电感电容的计算：⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯163．1．1输入电容的计算⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯163．1．2输入滤波电感的计算：⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯173．2变压器⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯173．3主功率开关管及输出整流二极管的选择：⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．213．3．1主功率开关管的选择：⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．213．3．2输出整流二极管的选择⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯213．4输出滤波电路的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．22西安理工大学硕士学位论文3．4．1滤波电感的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．．223．4．2滤波电容的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．223．5隔直电容的计算⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．233．6本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯234驱动及保护电路的硬件设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯244．1IGBT驱动电路的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯244．1．1IGBT的栅极驱动电路⋯⋯⋯⋯．．，⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯244．1．2IGBT栅极驱动条件⋯⋯⋯⋯⋯⋯．⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．244．1．3IGBT驱动模块的选型⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯264．2辅助电源的设计⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．294．2．1辅助电源工作原理⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．294．3本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．325仿真与实验结果分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯335．1主电路仿真⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．335．1．1仿真参数⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．335．1．2主要仿真波形⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．345．1．3变压器均流的仿真⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯355．2实验及结论分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．375．2．1实验参数⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．375．2．2主要实验结果及分析⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．385．3本章小结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．406总结⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．41致谢⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．’⋯⋯⋯⋯⋯．42参考文献⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯43附录：作者在攻读硕士学位期间研究成果⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯⋯．．45低压大电流电源主要应用于电镀、单晶炉加热、励磁等行业。一般要求电源的输出电压较低而电流要很大，并且电源功率要求也比较高。目前，大功率低压大电流电源大多采用晶闸管相控整流电源。．然而，相控整流技术具有有三大缺点：(1)变压器重量大、体积大。(2)变压器工作在工频，系统动态响应慢。(3)效率低、功率因数低E1]|21。为弥补相控电源的不足，国内外研发出了低压大电流高频开关电源。1．2低压大电流直流电源的现状及发展趋势1．2．1低压大电流直流电源的现状随着大功率IGBT及多功能的集成控制模块的出来，使得开关电源在低压大电流相关领域得到了迅速发展。国外在这个领域的研究比我们起步早。瑞典的Kraftelektronki．AB在90年代就己研发出了100kW的开关型电镀电源‘31。我国在这个领域的研究始于90年代。比较早的低压大电流开关电源则是航天工业公司在1994年研制的基于MOSFET的6V／lOO～500A小容量电镀电源。现在国内有能力研制低压大电流开关电源的研究机构有：成都新都同力电源设备厂、北京三晶创业科技集团、南京航空航天大学电气工程研究所、浙江大学电机工程系、西安交通大学电气工程系等。1．2．2低压大电流直流电源的发展趋势低压大电流开关电源的发展有以下几个方向：(1)小型化和高频化开关电源的体积和重量主要由其中的磁性元件决定。因此，开关电源的小型、轻量化应尽可能缩减磁性元件的体积。在一定范围内提高开关管频率能够有效地减小电感、电容以及变压器的尺寸。西安理工大学硕士学位论文(2)高效性开关电源的工作效率高，自身发热少、散热比较容易，从而方便实现高功率密度和高可靠性。1．3本课题的目标和研究内容结合低压大电流开关电源的现状及发展趋势，本文提出一种低压大电流开关电源的研究，并通过仿真及实验验证其先进性和优越性。主要在以下几个方面进行较为深入的研究工作：(1)研究常用开关电源结构及应用特点，针对低压大电流电源的应用需求，确定其主电路拓扑结构。其中，针对输出大电流时二极管不均流的问题提出了变压器原边串联副边并两的来对二极管实施强制均流。(2)对所选择的主电路拓扑进行参数设计及计算，并对参数计算结果进行必要的仿真验证，为整个电源设计提供理论依据。(3)设计制作低压大电流开关电源的驱动电路以及驱动电路的辅助电源，设计各部分电压电流的采样及信号调理电路。(4)搭建电源样机并进行实际调试，解决工程中出现的各种实际问题。2电源主电路结构设计2电源主电路结构设计2．1开关电源基本结构本次项目设计的开关电源基本结构由主电路、驱动电路原理框图如图2．1所示。三相输入断路器软起电路输入整流一萎高频逆变Q，一Q4tI保护辅助电源继电软起驱动电路亚控制器隔离变换图2．1开关变换器结构图Fi92·1Switchingconverterstructure因本人在项目中主要从事主电路、驱动电路和辅助电源章节会从这几个方面进行详细的分析。2．2逆变部分拓扑结构的选择逆变电路是由开关器件及储能元件组成的DC／AC变换电路。逆变电路的拓扑结构常用的是半桥式、推挽式和全桥式这三种。2．2．1半桥式逆变主电路3上电压次均分如图2—3所示：推挽电路由两路驱动脉冲分别加在Ql与Q的栅极，使其轮换开通和关断。圪被转换成高频方波经r变换。g开通，Q2截止时，圪加在丁No上，这时Q电压为圪2倍：死区时间中g与Q2都截止。当Q2开通时，工作过程一样。4电源主电路结构设计2．2．3全桥式逆变主电路仍JK白JKr一，‰j峰一●●-仍JK仍Jig【图2—4全桥逆变式电源Fig．2-4Full·bridgeinverterpowersupplyFh图2—4可知：全桥逆变跟半桥逆变的不同在于用Q3、Q4替代半桥电路中Cl和C2。全桥逆变电路中四个开关管上承受的电压与半桥逆变器一样，同时也存在着同一桥臂中上下两管子直通造成器件的损坏的现象。2．2．4几种常用逆变拓扑的优缺点对比表2-1常用逆变电路拓扑Table2．1Commonlyusedinvertercircuittopology电路优点缺点半桥型双向励磁，无偏磁问题，成本低存在直通现象，推挽型双向励磁．开关管少，存在偏磁现象全桥型双向励磁，适合大功率需多组隔离驱动，存在直通和偏磁。由表2-1中对比发现，全桥变换器具有效率高、功率密度大等优点。所以本次设计中逆变部分采用全桥逆变结构。2．3移相全桥软开关工作原理及其关键问题的处理2．3．1移相全桥软开关工作原理全桥移相软开关逆变技术是将传统谐振技术与常规PWM变换技术相结合结合，其原理图如下[10i：6图2-6zvS工作波形图Fig．2-6TheworkingwaveformofZVSphaseshiftingfull·bridgeconverter分析时，假设如下：①二极管和开关管特性理想：②电感电容特性理想；③cl=c2=％，c3=c4=％：(3)模态2【tIt2】D2开通后，开通Q2，虽然Q2开通，但Q上并没有电流流过，i口是由B流过。Q2是“0”压开通。Q和g死区时间td>toI，即：p半(2．5)f|p等于￡，折算到原边后的电流，即：神)=掣(2．6)在，2时刻，f|p下降到，2。(4)模态3【，2t3】在，：时刻，关断q，ip由c3和C。提供，i，抽走C3上的电荷的同时又给c．充电。因C3和c4存在，Q4是“0”压关断。此时％=一矿“，‰的极性由“0”变负，T副边绕组电势下“+"上“·”，峨导通，乞：中开始有电流流过。旧和慢导通，将丁副b=L，·1,0，)／吃(2．13)(6)模态5【‘，s】‘时刻，ip由“+”过“0”，并反向增加，Q3和Q2为fP提供回路。因i，，仍不足以提L，乞仍由vo,和vD2提供回路，此时，加在‘两端的电压依然是％，i，反向增加。8r，时，ip达到一t，(毛)／够，间为：(7)模态6【r5，6】电源圪给负载R供电，ip为：计)--学蓑因0<<B2Lr，因此式(2．26)可以简化为：‘(r)=一兰卫乞铲(芒一乞)，。时刻，关断Q，开始另半周期的工作，类似于模态1～模态6。2．3．2ZV$移相全桥变换器中的几个关键问题的处理(2．16)(1)轻载时滞后臂ZVS软开关的实现“0”压开通要把将开通的管子并联电容进行重放点。还需一部分能量抽走丁上寄生电容G的电荷。因此必须满足式：￡>％以+12c盯以(2．17)滞后臂Q3与Q4实现ZVS较困难，因为在Q与Q4开关过程中，T副边短路，0被切．断，并且不参与谐振，原边谐振电感0很难提供足够大的能量。g与Q2零电压开关条件为：扣p％以+三G比(2．18)从上式可知，￡，越大，Z眄越容易实现。但￡，的增大会带来副边占空比丢失现象。(2)副边占空比的丢失i，，换向时，也就是图2-6的f：～毛期间、靠～r¨期间，虽然％≠0，但，p不足以提9西安理工大学硕士学位论文供乞，喝和哆全部导通，fp可近似看作以斜率r,．／L，线性变化。占空比丢失可定量表示为‘71：一'，，AD=二竺(2．19)K一0s在开关周期瓦一定的情况下，‘越大，AlP越大；％越低，AlP越大；负载L越重，AD越大。这3个参数中可控的只有三，，但三，减小，滞后桥臂实现ZV$会越困难。设计中应在保证滞后臂实现ZVS的情况下尽量减小AlP。(3)副边整流二极管电压尖峰由于本次三，采用变压器r原边的漏感来实现，这导致VD,和VD2电压尖峰比较大。本次项目将主要考虑RC及RCD吸收电路上，先通过计算求出参数的理论值，再通过实验的方法考察副边二极管电压尖峰及电阻功耗，寻找出最佳方案。用RC和RCD来抑制振荡主要有以下两种电路121|：(a)RC钳位吸收电路(a)RCclampingabsorptioncircuit卜——亡)———_◆I，助仍!’．●'白·、，．’'，VD2(b)RCD钳位吸收电路(b)RCDclampingabsorptioncircuit图2—7吸收电路原理图Fig．2-7Absorptionofthecircuitprinciplediagram图2．7(a)为JlcC吸收，R和CR--极管并联，由于外并联的G远大于结电容，由于有足的抑制，尖峰会相应减小。墨越大，C，越大，抑制的越好，但是足与e的乘积不可太大。工程中一般取整流二极管最大导通通时间的l／3，这样能将e能量通过R充分放掉。．图2．7(b)为RCD吸收．箝位电容C，上的电荷通过心反馈给负载时，足上的损耗非常大，电路工作有如下关系：当足取得越大，虽然在足上的损耗变小，但缓冲吸收效果就越不明显；墨取得小时，能收到很好的吸收效果，但尺，上的损耗却很大，对整机效率的提高不利。充分考虑到成本和可实现性，本次项目中选用了传统但是实用的RC吸收，通过理论定量分析和工程实践方法很好的解决了副边电压尖峰问题。(4)全桥电路中偏磁的抑制10电源主电路结构设计全桥逆变中，若g与Q4饱和压降、导通宽度和Q2与Q3一样，则根据伏秒平衡原理可确定电路工作于平衡状态。如果控制电路输出脉宽不等或开关管饱和压降差异较大，逆变电路将发生“偏磁"现象。丁原边绕组正负周期内“V—S"值不等，导致磁芯单向饱和。就桥式电路而言，在r原边串一个C是解决偏磁最简单实用的方法。C和原边电感谐振频率为：厶22万√1三2c‘(2·2。)其中，厶=Kr2￡f，可得C计算式为：c一锄：轰：。亿2，，为使C充电线性，谐振频率厶，一般按下式选定：厶=O．1Z(2．22)2．4高频整流电路结构设计应用于低压大电流输出的拓扑主要包括半波整流、倍流整流和全波整流三种电路。下面就对这三种电路进行比较，选择适合本次项目的拓扑结构。2．4．1半波整流电路FPlLtr’，至2‘白==[]5-陇JLoad、．幽2—8半波整流电路图Fig．2-8Halfwaverectifiercircuitdiagram如图2．8所示：半波整流电路由变压器丁的副边绕组、两个整流二极管VDl和VD2、一个滤波电感厶和一个滤波电容Cf组成。工作原理：乙期间，VDI导通，VD2截止，VDl、‘、cf及变压器7’副边绕组构成回路：乙期间，厶通过cf、VD2续流，VDl截止。lI乞西安理工大学硕士学位论文2．4．2全波整流电路YDlLt～．，_Y’Y，n一，r●一。干中三阳d}f●f·丁、(享>助、L“图2-9全波整流电路图Fig．2-9Thewaverectifiercircuitdiagram如图2-9所示，全波整流电路由T、VDl和VD2、输出滤波电感厶和电容组成。工作原理：变压器r副边绕组上端为正时，VD]导通，VD2截止，VD]、厶、cf构成回路：上端为副时，VD2导通，VD!截止，VD2、‘、cf构成回路；变压器丁感应电压为“O"时，厶通过VD]和VD2同时续流。2．4．3倍流整流电路Lfl一，—、，一、，一、，一’、I’．o，JgDlj}一1．，}乏!rloadII胁2厶雪I．图2一10倍流整流电路图Fig．2·10Doublecircuitrectifierdrcuitdiagram如图2-10所示，倍流整流电路是由丁副边绕组、k和k、VD!和VD2和输出电容cf组成。工作原理：r副边电压为正时，VDI截止，VD2导通，k、cf、VD2及变压器绕组构成回路，同时k经cf、VD2续流：变压器丁副边为负时，VDI导通，VD2截止，k、cf、VDI及变压器绕组构成回路，同时上n经cf、FDl续流：副边电压为“O”时，k、12电源主电路结构设计．．岛分别经VD2、VDl续流。2．4．4三种整流电路的对比表2．2给出了这三种整流拓扑各项性能指标1251表2-2三种整流拓扑性能Table2-2Threerectifiertopologyperformancecomparison高樾苎半波整流全波整流倍流整流整流管损耗Pl¨，。l=l?xRh只f舾，=({+D)厶2×凡巴炳)=(J巾)／02×凡电感工作频率lI2flll输出电感佰LL／4KL／2磁性元件数量223大电流绕组数233大电流绕组节点数4一a6变压器副边绕组电Ij瓜¨半，垃流有效值厶×Vj表中，D：占空比；心：二极管的通态电阻：K：电流纹波互消比例；Z：变换器工作频率。图2-11倍流整流电路图Fig．2·IIThecontrastfigureofthethreeofrectifiercircuit分析对比表2．2和图2．11中三种整流电路，得出如下结论：从损耗来看：全波整流和倍流整流的二极管损耗要明显小于半波整流电路。从磁性元件个数来看：半波和全波整流电路需要两个磁元件而倍流整流电路需要三个磁元件。(a)Sharecurrentbytheresistance(b)Sharecurrentbythetransformer图2—12常用均流方法Fig．2·12Commonlyusedmethodofcurrent-sharing对于图2．12(a)中通过给二极管回路串较大电阻来均流，但会产生较大的损耗，不利于提高效率。图2．12(b)用互感器来实现并联均流，可达到不错的均流效果，但大电流互感器制作复杂，成本高。为解决上述问题，本次采用了变压器原边绕组串联副边绕组整流后并联输出。由于各变压器原边串联，其电流值必然相等，在匝比相同时，副边电流亦相等。采用这种结构虽然增加了变压器的数量，但同时降低了变压器的功率，进而降低了变压器的制作难度。另外减小了单个变压器的匝比，使得变压器原副边绕组磁藕合增强，漏感降低。综上所述，本次项目采用了如图2．13所示的主电路拓扑结构。14lI：：【j-t仍JK丁!lO,jK-JIII彳lLr8●GC-鼬K丁o,jK]j【jij【Il一1一一—I0—唧瓦!．：：：_：F⋯ILf}～}·一cfI[}～l【l}·一}L．}·一}～图2-13低压大电流主电路原理图Fig．2-13Lowvoltageheavycurrentmaincircuitprinciplediagram2．6本章小结／．oad本章首先通过对比分析确定了主电路的拓扑，研究了移相全桥ZVS中各个模态的关系，并介绍了移相全桥变换器中存在的问题：副边占空比丢失、软开关实现、副边电压振荡等。本文结合实际项目对以上ZVS变换器的缺点进行了分析并提出解决方法，并采用变压器原边串副边并这种方法来解决均流问题。(3．1)(3．2)(3．3)(3．4)(3．5)综合考虑，越小，但电量小。计算步骤如下：(1)线电压有效值范围：380V±10％=342～418V；(3．6)(2)线电压峰值范围：42×(380±10％)=483"--591V：(3．7)(3)整流滤波后吃：(√2巧洲山)一△V二)～,／2屹删瞰)的范围为：435～591V：式中，Av为最小线电压时波动范围：叱=42v,⋯咖)×1096=48V；(3．8)为保证直流脉动电压范围，每周期中巳所提供的能量∥i。约为：16的频输入滤波电容容量为：乞2瓦了一。器-23733·7～3·11)电容承受最高电压为：x／2v,胁(．。)=591V。对于电解电容，其电压等级一般最大能达到500V，因为直流母线电压最大值为591V所以，必须采取电容串联分压的方式来解决耐压等级不够这个问题。项目中采用bhc．rifa公司的6800uF／400V的电解电容8个。分成4组，先把每组的两个电容进行串联，再把四组电容并联使用。最终等效成容量为27200驴／800V的电容。3．1．2输入滤波电感的计算：为保证整流后直流电压的纹波达到O．1％，采用一级LC滤波方式，已知Ci／／=23733．7胪。由：抽0．001(3．12)可得￡≥躐一o．75州㈣㈣本次项目中选用规格为0．75mH／300A的工频电感。因电感的过电流比较大，所以采用水冷的方式对电感进行冷却。3．2变压器设计高频变压器是低压大电流变换器的重要组成部分。工程设计中遵循的主要如下①根据变压器传输功率容量，充分考虑开关器件特性，合理设计变压器工作频率。17气西安理工大学硕士学位论文②通过比较和估算，选择合适的铁芯和合适的铁芯形状。③根据逆变电路的拓扑形式、输出电路形式、变压器绕制工艺等确定铁芯窗口系数。④根据铁芯材料、变压器最大温升等诸多因素确定最大工作磁通密度，既要提高磁芯的利用率，又要限定它的损耗。⑤根据电路工作频率确定绕线电流密度，这里要充分考虑导线形状和集肤效应。以下是本次项目中变压器的设计过程：a．变压器的性能指标t变压器工作频率tf=20kHz：变压器传输功率：￡=30kW；变压器输入电压：以=l／i,,／4(因为此处变压器原边串副边并的方法)：变压器输出电压：以=60V；变压器输出电流：L=500A。b．变压器磁心的选择表3-1磁芯材料性能比较表特性薄硅钢片非晶合金铁氧体最人：I：作频率(kHZ)1010001090～20000磁导率180010000010～18000饱和磁密20000150003000"--5000最高工作温度200200125铁损高低低加工易难易价格低中低表3．1归纳了常用磁芯材料参数，从中可看出非晶合金除了加工较困难外，其它特性都有很大的优势，尤其是饱和磁通密度叱非常大，磁芯的饱和磁通密度叱和磁通变化量AB决定了变压器的各种损耗。根据本电源的功率、电路拓扑结构和工作频率，本次项目选择磁性材料为铁基非晶合金铁芯。C．核算最大工作磁感应强度磁心截面积积的大小反映了变压器传功率的能力。其中磁心面积积为：424×4(3．14)4pc●I■．式中：以为磁心截面积乘积，单位为cm4；4为磁心截面积，单位为cm2；A．为磁心窗口面积，单位为锄2。18d．变压器参数计算：(1)变压器变比：砖≤当以监一(3．19)7虬。+AU式中：以山为直流电压最小值，考虑电压纹波后为435／4=108．8V；‰为最大占空比，取为90％：以。为最高输出电压60V：AU取3V(整流二极管压降取2V，电路中线路压降按lV算)。则一s塑等=1．55，取弓=1．5进行设计。(2)T的计算因为c22。kHz，则乙=面1=25x104s(3．20)(3)确定Ⅳ。变压器磁通巾=“·乙／N，，磁通最大变化率砷=2a．4。。为防止变压器饱和，则19乙西安理工大学硕士学位论文有：∥l=以n(1in)’．乙108·．8x25．x10-。e2BxA2X06X75X1。4=3．。2匝(3．21)1．．．0q实际取3匝。(4)确定化．心=以／t=3／1．5=2，(3．22)实际取2匝。(5)计算所需绕组导线股数：原边电流有效值：‘=√万×五：√而×I：．4(3．’五I-．5．0a031623)副边电流有效值：500A原边导线面积：厶=≥=享芋≥=79．1脚2(3．24)副边导线面积：九=乡=了笋≥=125册2(3．25)考虑到集肤效应，选取的单根铜导线的线径应小于2倍的导体穿透深度，在不同频率下铜线的穿透深度表如下：表3-2铜线的穿透深度(20。C)Table3．2Thepenetrationdepthofcopperf(kHz)l3a7101315182023A(mm)2．0891．2060．93460．78990．66080．57960．53960．49260．46730．4358f(kHz)253035404550607080100A(mm)0．4180．38510．35320．33040．31150．29550．26970．24970．23360．2089由上表知e=20kHz时，铜导线穿透深度为0．46，所以选择线径在0．92tam内的铜导线就可满足要求。。实际绕制中，选取型号为AGW20的漆包线，铜直径为0．81脚，线径为O．89脚，其铜面积为毛=0．52m2，带绝缘面积￡=0．62m2，原副边绕组采用多根漆包线并绕。原边绕组所需的根数为：实际取153根。^，．：盟兰!Q：：152．210．52×10-6(3．26)其中：AI=20％Io。=0．2×500=100A；q为功率变压器变比，取1．5；流过IGBT的最大平均电流为：I铀u(pe^I‘)=三×o．9×500：上l_———_=_：150A1．5本次项目选择了英飞凌的FF300R12ME3(1200V／300A)型IGBT。3．3．2输出整流二极管的选择(3．29)变压器副边为全波整流电路，加在整流管上的反向电压为％=吃／N。这里的N指的是变压器总的变比，而不是从中心抽头算的变比：N=Mr／2=I．5／2：(3．30)整流管上承受的最大反向电压为：％(．。)=4xN型卫：197V；(3．31)4×1．52I半工大学硕士学位论文：500+三×100：550A：(3．32)2’‘—55—0=275A-／-一=2(3．33)本项目采用Motorola公司生产的MURP20040CT(400V／400A)超快恢复二极管。3．4输出滤波电路的设计一3．4．1滤波电感的设计JIo0L◆Ⅳ⋯t二；>K一一一一_=二；飞一一一一‘一一．{一￥⋯一＼一·．_△nm—一：一争——叫t图3—3输出电感电流波形图Fig．3—3TheOutputinductorcurrentwaveform如图3．3所示，输出滤波电感￡，上电流，是直流电流L，和锯齿波电流△，之和，通常△，占输出电流的5％-20％，为了使输出滤波电感在较大电流下不饱和，通常需在磁芯中加入少许气隙。输出电感正常工作在电流连续模式，电感电流通过续流二极管续流，其电压为输出电压加上续流二极管的压降，根据伏秒平衡特性可得电感求解公式如下[141。=訾=％半=坠掣．其中：△，=10％厶=1096×500=50A。3．4．2滤波电容的设计公式的推到如下：△y：堂：土!生三off222=6uH(3．34)(3．35)乞=硒1瓦=石而K瓦bi丽矛=29．3JLl尸(3．39)厶6=j丽2j广：—§_ij芦—：—三虿I：11乒—：—三ii_而2z了‘’’p广、J‘J了73．6本章小结本章主要对本次试验所采用的电路拓扑参数进行了设计和计算，重点对功率变压器进行了设计，根据参数计算结果并结合一定的工程经验对器件进行了选型。．．西安理工大学硕士学位论文4驱动及保护电路的硬件设计4．1IGBT驱动电路的设计驱动电路是连接控制电路与主电路的纽带，它的运行状况决定着系统的运行效率、可靠性，驱动电路要有足够高的快速性，能够提供足够的功率，并且具有较高的隔离噪声能力[101。．4．1．1IGBT的栅极驱动电路驱动电路性能直接关系到器件的使用状况，IGBT对驱动电路的要求主要如下1331(1)、驱动电路给IGBT提供合适的正向电压+‰，一般+lOV～+15V。(2)、IGBT关断过程中，提供合适的负向电压有利IGBT的迅速关断，一般．2～．15V。(3)、栅极驱动电路应具有IGBT的完整保护功能，较强的抗干扰能力，低输出阻抗。(4)、驱动电路栅极配线应尽量短且走线要远离主电走线，以免被干扰。(5)、由于IGBT多用于高压场合，所以驱动必需有隔离措施。4．1．2lGBT栅极驱动条件IGBT是电压型驱动器件，正负向电压和栅极电阻的大小等，对IGBT的通态电压、开关时间、开关损耗等都有不同程度的影响阱1。4．1．2．1正向电压的影响栅极正向电压+％的变化对IGBT的开通特性影响较大。Fh图4．1(a)和图4．1(b)可见，导通压降和损耗均随着+％增大而减小。若+％不变，饱和导通压降随‘增大而增大，损耗随结温升高而升高。l玉hlt，正向驱动电压+％要足够高，必使IGBT能够充分饱和，并且把损耗减到最小，但+％也不是越高越好。因短路时短路电流会随+％的增加而增加，使得IGBT耐受脉宽变窄。如果+％>20V也会使得IGBT的栅、射极间击穿。24(a)浪涌电流(b)关断损耗图4—2负同偏压对IGBT的影响Fig．4·2TheinfluenceofnegativebiastoIGBTZGBT％电压为“0"时就会关断，但关断时要尽快抽取PAIR管中的存储电荷，就得加一负向电压一％，一般取-2V～-15V。4．1．2．3栅极电阻的影响栅极电阻忆的增加，IGBT的开通与关断时间将会增加，进而增加开通和关断损耗。以减小，会使以／出增高，可能引发IGBT误导通，且心上损耗会增加。栅极电阻影响2S驱动需要总功率：．尸以粥+最诬+‰式中，PDD是芯片损耗，avoE=‰(叫+I‰(够ll。4．1．3IGBT驱动模块的选型(4．4)大功率IGBT驱动模块有日本富士的EXB841、日本三菱的M57962AL和瑞士COVCEPT的2SD315A等，下表对它们的电气特性进行了对比[341。1驱动及保护电路硬件设计．．表4-1驱动模块特性比较一able4·1Comparisonofthethreedrivermodulescharacteristic参数2卯315彳￡凇84l肜57962彳￡供电电压15V+20V+15V、一10V输出电流一15A～15A一4A～4A-5A～5A输出故障电流I．5mA20mA工作最大频率100kHz40kHz20kHz隔离电压4000V2500V2500V正向输入电流40一-490mA10mAlOmA输出高电平15V14．5V14V输出低电平一15V一4．5V-9V开通延时300nsI．5us0．5us开通上升100～160ns1．5us0．6us关断延迟350ns1．5uslus关断下降80～130ns1．5us0．4Us太汗I而日狒撂的‘’nRT刑县柏WI：AgNDl’MFl一苴筛它由乐喃1’nnV一缅宅由●有1nnA一平均驱动功率为：k(肚)2+AUoE／Ro=25／10=2．5A只阳21．2xAUoE×QG×厂22．58W(4．5)(4．6)或：只陷=Sxc埘xAV傩．2×／(4．7)附加损耗：‰=C埘xA略xf=o．4W(4．8)驱动总功率：P以阳+‰=2．98W(4．9)EXB841和M57962AL均可满足要求，但EXB841在频率较高，环境恶劣情况下会出现关断不可靠。所以本次设计选择了M57962AL。M57962AL外围驱动电路如图4-4所示：27西安理工大学硕士学位论文图4—4M57962AL驱动原理图Fig．4-4M57962ALdriveprinciplediagram短路过流保护：IGBT导通时其通态饱和压降较低，而在短路故障时，使得集电极电压随集电极电流迅速上升。所以，通过检测VcE来判断电路是否发生短路。层，见通过检测C端电压来检测粥钉是否过流。驱动原理：ZDl是一个30V的稳压管用来防止IGBT的C、E两端电压过高使毋，优击穿而损坏M57962,4L。ZD2和ZD3两个稳压管起限幅作用，因为IGBT的G、E两端电压不能超过+15V和．10V。控制器输出的PWM信号通过史密斯触发器进行锐化整形、逻辑运算后送至核心驱动芯片J／57962AL，通过M57962AL内部的光耦进行隔离后驱动IGBT。故障信号：最后要注意的是，一旦发生故障，M57962AL的8脚将发出故障信号并将故障信号上传到控制器。同时，在硬件上，将4路M57962,4L的故障信号经过一些逻辑处理，使其中一路故障时，能及时将四路PWM波进行硬件封锁，这样做在很大程度上提高了保护的速度，降低了IGBT的损坏率。故障信号通过快速光耦6N137和逻辑控制部分进行了隔离，有效防止了因干扰引起的误保护。保护时间：若2脚悬空，短路保护检测时间越为2．6us，保护动作迅速。但反应太灵敏可能引起误动作。为此可通过调节2、4脚间电容来调节保护时间。图4．5为Vcc=15V、VEE二lOV、Ta．25℃时短路检测时间与C之间的关系。尹．争啦二挚输出：场鹕=+15／1．5A，Vout2=-10／0．5,4，Vout3=+15／1．5,4，Vout4=-10／0．5,4Po=15X1．5X2+10×0．5×2=55W效率：n=o．85因此这里选择反激电路拓扑来实现，该电路结构简单、尤其适宜多组隔离输出的小功率电源。根据所需功率等相关技术指标，．这里选择美国功率集成公司(PI)的TOP249Y作为主控芯片。‘西安理工大学硕士学位论文∞图4-6辅助电源原理图Fig．4—6Auxiliarypowerprinciplediagram辅助电源原理如图4-6所示。输入交流电压经整流桥整流、Co、q、c2滤波。其中％和2构成的漏极钳位电路。q选用超快恢复二极管UF4006，次级电压经vD,、q，、仁。、厶、G。整流滤波后产生驱动电路所需的+15V电压。反馈绕组电压经过么整流、气滤波后得到反馈电压，经PC817给TOP249Y提供一个偏压。当以发生变化时，，F也发生变化，TOP249Y的控制端电流‘改变，通过调节占空比，使以保持稳定。高频变压器设计直接关系到辅助电源的性能，下面介绍辅助电源中变压器的设计。(1)计算输入，输出功率：Po=15×1．5×2+10X0．5X2=55；W巴=eo／r／=55／0．85=64．7形(2)变压器磁芯选择根据AP法：AP：AwAe=——五卫生一一：丝；坐：——：0．767c坍2(4．10)2xfx毋I×d×j乙×K2x132x103×O．16x5x0．4式中：Aw为铁芯窗口面积册‘：Ae为铁芯截面积册‘；f为工作频率Hz；瓯为工作磁感应强度T：J为电流密度A／mm‘；K。，为窗口利用系数，取O．4：K为铁芯间隙系数，取1。选E130铁芯氧体磁心，Ae---1．27cm2Aw'-1．73cm2：30驱动及保护电路硬件设计AP=AwxAe"-1．73X1．27-=2．2cm4>0．767cm4，满足AP法的设计要求。(3)初级峰值电流和电感值所需初级峰值电流：Ip=-．-Ixry。nIin×苗三2=上0．85x120．19×云22石9彳(4·11)^，’气弋一’所需初级电感量：(4)初级匝数和电流计算(5)次级匝数计算匝数比+15V绕组的匝数为：LP：—E—m_in—T一：—12—0—．：19—x——7．一58：1．99mH(4．12)。，。3．81ⅣP：笠皂：幽：37．3取37l-di(4．13)。4X瓯1．27×0．16拧：1二红×堡k：盟D眦％MM小)=且V／ni×昔×M=蒜×0蔷46x37=6．93匝；．10V绕组的匝数为：吲圳)=且Vinm×昔×以2丽10×0苦46x37=4．62匝；+10反馈绕组的匝数为：M，(“。)=且Vinu×昔×坼2丽10×面0．6x37=4．62匝；取5匝(6)气隙计算为了避免磁芯饱和，在磁路中加入一气隙Lg，其计算公式如下：厶：．0．4xnxN／,=xA,x104一业堕坠翌墨业=o．1l衄取t--0．8mnl。(7)导线面积的确定初级峰值电流：‘=T上IxFm×云2=丽而55丽×而2=2．69彳输入电流有效值：l№2lp观69厚-o．刚(4．14)取7匝(4．15)取5匝(4．16)(4．17)(4．18)(4．19)(4．20)31西安理工大学硕士学位论文需要导线面积Ss。：生尹：半：o．196m聊：选用d=O．41mm的漆包线(单根面积为0．132ram2)所需导线的根数为NPl=0．196／0．132=1．49根，取2根。M。(+15)绕组所需面积为：&。：生尹：了1．5：o．3朋胁z(4．21)所需根数：虬l=丽0．3=2．27，取3根(4．22)M：(一10)绕组所需面积为：s。：等：了0．5：o．1小朋z．(4．23)所需根数：虬。=丽0．1=o．76取l根(4．24)M，(+10)反馈绕组：因反馈绕所需电流很小，所以1根d=O．41ram的漆包线即可。原副边所有绕组的总面积：S=(37x2+7x3+5+5)xO．132=13．86mm2，设窗口有效利用系数为0．4，则所需窗121面积为：13．86／0．4=34．65所朋2。所选E130磁芯的窗口面积1．27c／,／,／2，大于所需佰，所以能绕下。4．3本章小结本章主要是围绕IGBT驱动电路、辅助电源电路进行了论述。结合本次项目对以上电路进行了对比选型，详细论述了这些电路的工作原理及特点以及应用时的注意事项，这些工作对低压大电流电源的稳定运行提供了有力保障。32仿真与实验结果分析5仿真与实验结果分析5．1主电路仿真为了验证前面章节理论分析和设计的正确性，本次设计采用PSPICE10．5仿变换器主电路进行仿真分析，通过仿真来初步验证电路的合理性13611371。5．1．1仿真参数主电路的主要仿真参数在表5．1中已经列出，在仿真软件PSPICE10．5下建立的仿真电路图，如图5．1所示，仿真中基本按照实际设计的指标和参数来仿真：驼一一一：”1【j；螺¨r_二J喾～}l陲饥}摹，}!●峨■■■lf-’^——^k·Lq^^}—c1-：●_∞啻2@以卜一■■^·r·●■嘲^·"F*鼻屯呻。。￡，IIo宅M-k砜，、‘’●●謦一』}i‘，．Dr’¨．一iⅣ_^-，‘2；讯i：钟：：皑!“■■■％口a■1"-1’●“o上岬玲==：【o甜靶品：薯之：薯孑：薯；：葛_·-_·‰_-冀-_·“图5-1主电路的仿真模型Fig．5-1Miancircuitsimulationcircuit表5．1仿真参数参数符号理论值仿真值输入电压380VAC380VAC变压器变比3：23：2开关频率20kHz20kHz开关管参数1200V／450A1200V／450A负载等效电阻RO．03Q0．03Q图5-3变压器原副边电压波形Fig．5·3Thevoltagewaveformsoftransformerprimarysideandsecondaryside在全桥型电路中，变压器一次侧两端分别接在H桥两个开关管的中点。原边电压为520V，副边电压为86V，四个变压器原边串副边并后总变比为6：1，满足设计要求，原边电流比较平稳。仿真与实验绾幂分析t¨图5-4电源输出电压和电流波形Fig．5-4Thevoltageandcurrentwaveformsoftheoutputofpowersupply图5-4仿真中用一个O．03欧的电阻，最后得出了负载上的电压电流波形，从图上可以看出，负载上的电压约为60V，电流约为2000A，满足了设计要求。5．1．3变压器均流的仿真如前面章节所述，本次项目采用的是基于变压器原边串联副边并联的均流方式。二极管直接并联和新型变压器均流的仿真原理图如图5．5(a)和图5-6(a)所示，图5．5(b)和图5-6(b)分别是二极管直接并联出现电流不均和新型变压器自动均流的仿真结果，从图中可以看出，这种变压器原边串副边并的方法很好的解决了因二极管直接并联所带来的不均流问题。_，--(a)二极管并联仿真电路图(a)Diodeparallelsimulationdiagram(a)变压器仿真电路图(a)Transformersimulationdiagram5．2实验及结论分析5．2．1实验参数(b)二级管电流波形(b)Diodecurrentwavefom图5—6新型变压器均流波形Fig．5_6Current-sharingwaveformofnewtransformer表5-2主电路实验参数表Table5-2thecircuitexperimentparameters输入电压AC：380V±10％，50Hz整流桥1^1)$280输入电容27200uF输入电感O．75mH全桥开关管FF450R12ME3变压器变比3：2变压器漏感2uH开关频率20kHZ整流二极管删RP20040CT输出滤波电感2uH输出滤波电容470uF120kW大功率低压大电流电源如下图所示：37图5-8电源关键点波形Fig．5-8Thekeypointwaveformsofthepowersupply变压器原副边电压及原边电流波形如图5．8所示，从图中可以看出，变压器原边电压峰值，副边电压峰值和仿真结果基本吻合，且经过吸收后的副边电压尖峰并不是很大，这充分说明了RC吸收的效果是比较理想的，变压器原边电流比较平稳，说明系统参数合理。38仿真与实验结果分析．．_一—_．．·’’—■．一．-一一开关管两：蓬一端唑{一睡一．．一．．厂¨；}r’；；il1．_。。夕动，压{一：if0TU0"Vfo250VIIo．Oils100MO'／秒o，1272耳20lI}一1-‘铲，”"·一．一fjf：f’u、10k考．600Vl22：030S_k，o，～F．一’·’．、=k恤■■e■■寸■■I■．■口■r虹1d盱崛■|——■rh理嘎n"q懈胁．，，￡d跏，●_图5-9ZVS的实现Fig．5-9TherealizationofZVS图5-9给出了实际中开关管ZVS的实现情况，从图中可以看出，本次试验成功的解决了开关管的ZVS开通和关断，减小了开关管的开关损耗，提高了电源整机效率，同时，ZVS的实现也将减小高频电磁干扰。：Ei!ui}'I荩!f‘：≯031‘吣OPV37：V1l。A2lusAj72V!j。。I；【l『i：／髓爱收后．-8。!一ll_一I}一-、I’'《RC酬[1Wf，IIfP一．1Ⅲ0—4，,t傍of㈨,V,10⋯07掣2·1●■⋯u～l_uV■‘'‘V_。‘，’’JI艮蘧隧麟蕊隧譬圈。薹、t’K'’·¨一l·tj．10k6IloV1I4I'o乙．。．，．，。J，“≈嫒■■kmj■■J●■■■●-4：+．‘』r1也越娶(a)吸收前电压尖峰(b)吸收后电压失峰图5-10变压器副边尖峰电压吸收Fig．5-lOTheabsorptionofpeakvoltageintheSecondarysideofthetransformer图5．10(a)和图5．10(b)分别为RC吸收前后高频整流二极管两端所承受的电压波形，从图中可以看出，RC吸收前整流二极管两端电压高达584V，经过合理的RC吸收后整流二极管两端的电压尖峰减为370V左右，这不仅减小了开关管的电压应力，延长了整流二极管的寿命，而且能够降低最终输出的纹波电压电流，对工艺要求也是很有好处的。39关系况，从图中着负载电流失理论的正图5-12输出电压波形Fig．5·12Theoutputvoltagewaveform图5．12为最终满载时负载电压的实验波形，从图中可以看出输出电压60V，输出电压的纹波已经非常理想了，因额定输出电流为2000A，试验中我们用钳形真有效值电流表来进行测量的，所以就没能采到实验波形。5．3本章小结本章主要是对120kW的低压大电流电源进行仿真和实验验证。分为两部分：第一部分对本次项目中所采用的主电路及设计中的关键点进行了仿真验证中：第二部分主要是试验中的实际波形，这些波形包括实验关键点波形、输出波形和试验中对理论进行验证的一些波形。406战研的主边真4l42【1】【2】【3】【4】【5】【6】【7】【8】【9】【lO】【11】【12】【13】【14】【15】【16】【17】【18】【19】参考文献杜贵平．高频开关电镀电源及其关键问题探讨[J]．电气应用，2005，24(9)：37～41．李玺．高频软开关电镀电源的设计[D]．大连：大连理工大学，2008．杨钰辉．低压大电流大功率软开关全桥变换器拓扑结构分析[J]．雷达与对抗，2007(4)：47-51．王晓佳．基于DSP的移相全桥ZVS变换器的研究[D]．武汉：华中科技大学，2009．李凯等．多组变压器在低压大电流开关电源中应用的研究[J]．通信电源技术，2006，23(2)：45～48．YangXiaobo，WuWeiyang，ShenHong．AnalysisandmodelingoftheZVZCSfullbridgePWMDC·DCconverterusingasecondaryauxiliarycircuit[J]．PowerEleetronicspecialistsConference，2005．PESC05．IEEE36th．16—16June2005page(s)：1018-1023．阮新波，严仰光．直流开关电源的软开关技术[M]．北京：科学出版社，2000．7．阮新波，严仰光．脉宽调制DC／Dc全桥变换器的软开关技术[M]．北京：科学出版社，1999．张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计[M]．北京：电子工业出版社，2006．12．杨旭，裴云庆，王兆安．开关电源技术[M]．北京：机械工业出版社，2006．10．沈锦飞．电源变换应用技术[M]．北京：机械工业出版社，2007．11．侯振义等．直流开关电源技术及其应用[M]．北京：电子工业出版社，2006．4．MartyBrown．开关电源设计指南[M]．北京：机械工业出版社，2005．3赵修科．开关电源中磁性元器件[M]．北京：辽宁科学技术出版社，2002．4J．A．Sabate，VVlatkovic，R．B．Ridley,EC．Lee，B．H．Cho．DesignConsiderationsforHigh-PowerFull-BridgeZero-Voltage-SwitchedPWMConverter[J]．CH28530／90／00-0275，1990：275-284．VlatkoVlmkovic，JuanA．Sabate，RaymondB．Ridley,FredC．Lee，BoH．Cho．SmallSignalAnalysisofthePhase·ShiftedP．WMConverter[J]．08