电子信息工程专业论文——一种基于UC3845的反激式AC—DC变换器

电子信息工程专业——一种基于UC3845的反激式AC—DC变换器 XXXXXXX大学 电子信息工程系 题目:一种基于UC3845的反激式AC—DC变换器 专业:xxxx 班级:xxxxx 姓名:xxxxx 学号:00000000 指导老师:xxx老师 xxx老师 日期:xxxx-xx-xx 1 目录 一、 摘要 二、 引言 三、 开关电源设计的主拓扑结构及简要 四、 设计流程图 五、 原理图设计的工作原理及主要参数分析 六、 UC3845芯片内部结构分析 七、 参考文献 2 引言 开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳定电源。它以小型、轻量、高效等特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通讯设备等几乎所有的电子领域。近年来随着高频化开关电源技术的越趋成熟，使得其应用空间迅速扩展，除了计算机、电机变频控制、电悍、电镀、电感加热、超声波加工(清洗)、荧光灯和新型电光源的镇流器等领域以外，现代办公设备、通讯装置、运载工具、移动军事装置、航空、航天、航海装置等，都开始将注意力转向以高频变换为主导的开关电源技术发展。 开关电源设计的主拓扑结构及简要说明 本文开关电源电路设计主要针对电力UPS电池充电应用，它是一种基于芯片UC3845以反激式拓扑结构的开关电源。其主要拓扑如下图所示: 由图可知，交流输入后经I/P EMI滤波后通过全桥整流电容蓄流滤波平滑后变成直流电压，再经开关元件转换成脉动电压通过二次整流平滑后输出。本文采用的是反驰骋隔离式变换，输出电压由系数K(K=N/N)决定。 31 这种电源方式是从输出端取出反溃电压(如原理图中的R84,R9电压反溃支路)经TL431精密基准且调节后通过IC2561隔离反溃至UC3845的PIN1端口(反相输入)，构成一个外环电压反溃。而另一个内环电流反溃是由R38 R37 C47构成的，从开关管Q1 S极经R38偏至通过由R37 C47构成的低通滤波引入到UC3845的PIN3端口(电流检测)，此反溃环主要是检测变压器初级绕组3,4的峰感电流。 原理图设计的工作原理及主要参数分析 1突波电流(Inrush Current) 如果在输入部份没有加入电流限制装置的话，一般来说，电源供给器在打开瞬间都会有极大的峰值突波电流，而这些电流造成之因，乃由于滤波电容器之充电而引起，在开关导通时，交流线源上就会呈现非常低的阻抗值，其大小约等于ESR值。因此，线路中若没有保护组件的话，其突波电流甚至可高达数百安培，这是非常危险的。 3 为了解决突波电流至安全值范围，以及开关在导通时交流线源上阻抗值问题，我们一般常用以下方法，使用负温度系数(negative temperature coefficient NTC)的热阻体(thermistor)，在下图中，我们可看到这些组件如何应用于线路里。 热阻体的方法:使用负温度系数(NTC)的热阻体，可置于交流线源上或是置于桥式整流器的直流汇流排上。 在图2-2中为NTC热阻体的电阻-温度特性曲线与温度系数α的关系，当电源供给器开关打开时，经由交流线源上的阻抗值就是热阻体的电阻值了，如此就可达到限制突 4 波电流的目的。 当电容器开始充电时，电流开始流经热阻体，此时热阻体就会有发热现象产生，由于本身又具有负温度系数之特性，所以热阻体温度升高，其电阻值反而下降了。至于若能正确地选择热阻体，在稳态负载电流下，其电阻值将会最小，而且也不会影响到整个电源供给器的效率。本文中NTC参数设计为: 2.输入整流器(Input Rectifiers) 当选择使用桥式整流器时，不管是整体包装的或是由分离组件来组成，都需考虑到以下一些重要规格: 1.最大顺向整流容许值:此值是依转换式电源供给器所设计的功率大小来决定，所选择的二极体至少要能承受所计算出来的二倍稳态电流值。 2.峰值逆向电压(PIV)阻隔值:由于输入部分所使用的整流器都是在较高电压状态，因此在选择二极体时，需考虑其峰值逆向电压(PIV)的额定值，一般都在600伏特以上。 3.另外需考虑具有较高的突波电流容许值，避免开关在打开瞬间，其峰值电流破坏二极体 3.隔离返驰式转换器(AC--DC) 在下图所示的电路为隔离返驰式转换器(isolated flyback converter)与其稳态的电路波形。电路的操作原理如下说明，当电晶体Q导通时，变压器的初级绕组渐渐地会1 有初级电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器-扼流圈的输入与输出绕组，其极性是相反的，因此二极体被逆向偏压，此时没有能量转移至负载。 当电晶体不导通时，由于磁场的消失导致绕组的极性反向，此时二极体D会被导通，输出电容器C会被充电，负载R上有I电流流过。 LL 工作波形如下 5 主拓扑架构由开关管Q1、整流二极管D1、滤波电容C1和隔离变压器构成的。开关管Q1按照PWM方式工作，变压器有三个\绕组N1/N2/N3 ，三个绕组(本文图中只画出N2/N3两个绕组，N1为次级绕组，提供芯片3845工作电源作用，在此分析拓扑主架构关系不大)紧密耦合的，变压器实际是一个耦合电感，使用的是普通导磁材料和有气隙的铁心，以保证在最大负载电流时铁心不饱和。Flyback circuit有两种工作模式，即电流连续和断续模式。本文设计为电流连续模式。下图为开关管在一个周期内的两种工作状态:(加粗部分) 6 4(电流连续时Flyback cicuit 工作原理和基本关系 波形图如下所示: 7 1》开关模式1(0,T) on 在T,0瞬间，开关管Q1导通，输入整流电压加在变压器初级绕组N1(3,4)上,此时，在次级绕组N3中感应电压为U,,(N3/N1)*U,其极性“*”端为正，所以二极管D1截N3i 至，负载电流由滤波电容C1提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流i从最小值i开始线性增加，其增加ppmin 率为:di/dt= U/L1 pi 在T,T时，电流i达到最大值i: onppmax i=i+ (U/L1)DTpmaxpminiUS 在此过程中，变压器铁心被磁化，其磁通量B也线性增加，增加量: B1=(U/N1)DTiUS 2》开关模式2(T ~T) ons 在T= T时，开关管Q1关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”on 端为负，二极管D1导通，储存在变压器磁场中的能量通过二极管D1释放，一方面给电容器C1充电，另一方面向负载供电。此时只有次级绕组工作，也相当于一个电感，其电感值为L3。次级绕组上的电压为U=U,次级电流i从最大值i线性下降，其下降速N3Ossmax 度为 di/dt= U/L3 sO 在T,T时，电流i到达最小值i sssmin i=i+ (U/L3)(1-D) TsminsmaxOUS 在此过程中，变压器铁心去磁，其磁通量B线性减小，减小量B2为: B2,(U/N3)(1-D) TOUS 在稳态工作时，开关管导通铁心磁通的增加量B1必然等于开关管关断时的减少量B2，即B1=B2; (U/N1)DT=(U/N3)(1-D) T, U / c=(N3/N1) *(D/(1-D)) iUSOUS OUU 也即， U / U=K*(D/(1-D)) OiUU K为变压器次、初级绕组扎数比 开关管Q1关断时所承受的电压为U和初级绕组N1中感应电动势之和，即 i 8 U=U+(N1/N3)*U vio 由U / U=K*(D/(1-D))可推得 OiUU U,U /(1-D) viU 由于U一定时，开关管Q1的电压与占空比D有关，故必须限制最大占空比D的值。iUUmax 因此选择使用转换功率管时，为了避免其受损坏，必须考虑的集极电压值大小。因此相 对地工作周期就必须保持在低值范围，也就是D<0.5，在实际的应用中，大都是取DUmaxUmax 为0.4，如此峰值集极电压就限制在V?2.2 U，所以非线上的返驰式转换器设计，CE.maxi开关管Q1一般我们选择能有800V左右的工作电压即可。 二极管D1承受的电压等于输出电压U 与输入电压U折算到次级绕组的电压和，即 Oi U=U+K*UD1Oi 负载电流I就是流过二极管D1的电流平均值，由前面的工作波形图可知， O I,(1/2)*(i，i)*(1-D) OsminsmaxU 根据变压器原理可知，以下两式成立: N1* i =N3* ipminsmin N1* i =N3* ipmaxsmax 再结合以下两式: i=i+ (U/L)DTpmaxpmini1US I,(1/2)*(i，i)*(1-D) OsminsmaxU 可推出(推导过程略): i,(N3/N1)*(1/1- D )* I +( U/2Lf)* DpmaxUOi1sU i =(N1/N3)* i =(1/1- D )* I +(N1/N3)* ( U/2Lf)* D smaxpmaxUOi1sU i和i分别式流过开关管Q1和二极管D1的最大电流值。 pmaxsmax 我们亦可用转换器的输出功率与输入电压，来表示集极的峰值工作电流，其公式导 出如下，在扼流圈中能量转移的公式可表示如下式 2,,LIL,,,P, out,,T2,,(3-3) 在此η(eta)为转换器的效率。 在变压器-电感器的电压可表示成 LdiV, indt(3-4) 如果我们假设di,I，而且1/dt,f /δ，则公式3-4可重写为 Lmax 9 LIfL 或是 ,Vin,max V,inmaxL, IfL 将公式3-6代入公式3-3中，我们可得到 2,,,VfI1Linmax,, 求解上式可得 P,,,,V,IoutinmaxL,,22fIL,, P2out (3-7) I,LV,,inmax 现在，再将公式3-7代入公式3-2中，就可得到电晶体的工作电流可用输出功率与输入电压来表示 P2out (3-8) I,CV,,inmax 在此假设转换器的效率为0.8(80%)，工作周期为δ,0.4(40%)，则公式3-8可简化为 max 6.2Pout I,CVin 5(变压器,,扼流圈(Transformer-Choke) 由于返驰式转换器的变压器,,扼流圈，其仅在B-H特性曲线的单一方向来做转换运动，因此在设计变压器,,扼流圈时，不可设计于饱和工作状态，毫无疑问的所使用的铁心(core)，需有较大的体积并且有空气间隙(air gap)。 有效的变压器,,扼流圈的体积大小为 2IL,,maxL0eoutVolume, 2Bmax (3-10) 在此 I:由负载电流所决定 L.max μ:铁心材料的相对导磁率(permeability) e B:铁心的最大磁通密度 max 在选择相对导磁率时，必须选择足够大，以避免铁心会有温度升高的情形发生，也由于对铁心与绕线尺寸大小的限制，因此会产生钢损失与铁心损失(copper and core losses)。 10 总之，使用返驰式电路的优点就是非常简单，因此对本文开关电源来说，它可达到多重输出的目的，此乃隔离组件对所有的输出，其动作状态就如一个共有的扼流圈。因此对每一个输出部份，仅需用到二极体与电容器即可。 以下为3845及L431封装内部结构原理及工作波形 3845: 11 TL431: 参考文献 12 张占松/蔡宣三 开关电源的原理与设计 刘凤君 现代高频开关电源技术及应用 梁适安 转换式电源供给器的原理与设计 安森美半导体公司UC3845与TL431技术规格书 xxx老师、xxx老师:你们好～ 首先非常感谢你们在百忙中还要给我修改毕业论文。这篇论文是我一字字在键盘上敲出来的，由于自身知识的浅薄及时间的紧迫，所以本文中存在着很多错误，希望你们能一一予我修正，在此不胜感激。 我现就职于XXXXXXX有限公司工程部电气工程师(我知道工程师的帽子对我现在来说太重，所以一直在不懈努力)，从事UPS，负责公司NO-LINE 1,3KVA高频机型。从刚进公司到现在已有三个多月了，从一开始连实验仪器设备都不会用到现在渐渐开始独当一面，这期间无疑学会了很多，但这些都远远不够。 写这篇论文时，\时间真的很紧，大多数时间是在下班后利用公司的电脑写的，所以很草率，敬请原谅。我打算在五一后请假回学校，在答辩之前结合老师你们对我的论文的修正将这篇论文完善后再定稿。此外，我利用公司之便，自己动手做了一个样品，用示波器抓了些信号波形，验证了设计于实践是否一致，图片我在回学校完善论文后附在后面供老师验证。 最后，再次感谢你们～ 13