射频基础知识

射频基础知识第一部分射频基础知识目录TOC\o"1-3"\f\h\z\u第一章与移动通信相关的射频知识简介1何谓射频1长线和分布参数的概念1射频传输线终端短路4射频传输线终端开路4射频传输线终端完全匹配5射频传输线终端不完全匹配5电压驻波分布5射频各种馈线6从低频的集中参数的谐振回路向射频圆柱形谐振腔过渡9无线电频段和波段命名9移动通信系统使用频段9第一代移动通信系统及其主要特点12第二代移动通信系统及其主要特点12第三代移动通信系统及其主要特点12何谓“双工”方式何谓“多址”方式12发信功率及其单位换算13接收机的热噪声功率电平13接收机底噪及接收灵敏度14电场强度、电压及功率电平的换算14G网的全速率和半速率信道15G网中选用哪个信道的发射功率作为参考功率15G网的传输时延，时间提前量和最大小区半径的限制15GPRS的基本概念16EDGE的基本概念16第二章天线16天线概述16天线16天线的起源和发展17天线在移动通信中的应用17无线电波17无线电波的频率与波长17偶极子18频率范围19天线如何控制无线辐射能量走向19天线的基本特性21增益21波瓣宽度22下倾角23前后比24阻抗24回波损耗25隔离度27极化28交调30天线参数在无线组网中的作用30通信方程式31．网络优化中天线32网络优化中天线的作用32天线分集技术33遥控电调电下倾天线1第三章电波传播2陆地移动通信中无线电波传播的主要特点2快衰落遵循什么分布规律，基本特征和克服方法3慢衰落遵循什么分布规律，基本特征及对工程设计参数的影响3什么是自由空间的传播模式42G系统的宏小区传播模式43G系统的宏小区传播模式5微小区传播模式6室内传播模式8接收灵敏度、最低功率电平和无线覆盖区位置百分比的关系9全链路平衡和最大允许路径损耗11第四章电磁干扰11电磁兼容（EMC）与电磁干扰（EMI）11同频干扰和同频干扰保护比12邻道干扰和邻道选择性13发信机的（三阶）互调干扰辐射14收信机的互调干扰响应14收信机的杂散响应和强干扰阻塞15dBc与dBm15宽带噪声电平及归一化噪声功率电平15关于噪声增量和系统容量16直放站对基站的噪声增量16IS-95CDMA对GSM基站的干扰18G网与PHS网的相互干扰193G系统电磁干扰20PHS系统与3G系统之间的互干扰23GSM系统与3G系统之间的互干扰24HYPERLINK\l"_Toc7"第五章室内覆盖交流问应答115．1、目前GSM室内覆盖无线直放站作信源站点数量达60%，WCDMA的建设中，此类站点太多将导致网络上行噪声被直放站抬高，请问怎么考虑、高层窗边的室内覆盖信号场强难以做到主导，而室内窗边将是数据业务需求的高发区域，室内窗边的高速速率如何保证、有厂家建议室内覆盖不用干放，全用无源覆盖分布，我们如何考虑、室内覆盖中，HSDPA引入后，有何新要求、系统引入多载频对室内覆盖的影响、上、下行噪声受限如何考虑、室内覆盖时延分集增益。1第1章　与移动通信相关的射频知识简介何谓射频射频是指该频率的载波功率能通过天线发射出去（反之亦然），以交变的电磁场形式在自由空间以光速传播，碰到不同介质时传播速率发生变化，也会发生电磁波反射、折射、绕射、穿透等，引起各种损耗。在金属线传输时具有趋肤效应现象。该频率在各种无源和有源电路中R、L、C各参数反映出是分布参数。因此说所谓射频RF（RadioFrequency）是指频率较高，可用于发射无线电频率，一般常指几十到几百兆赫的频段，即VHF-UHF频段。而更高的频率，则称为微波。广义地说，在无线电频谱上微波是指频率为300MHz-300GHz的无线电波，其相应的波长范围是在1m～0.1mm;一般更具体的指1～30GHz频段，即波长在厘米范围的厘米波。频率更高的则称之为毫米波、亚毫米波段。因而，移动通信中的CDMA、GSM等系统所采用的800MHz、900MHz频段属于射频RF范畴，也即UHF频段（也可看作微波的低端）；而第三代移动通信3G的工作频段就是在微波范围内。综观无线电频谱，频率从极低一直到非常高，波长从超长波一直到亚毫米波段再到光波、紫外，不同频段的无线电波其特性也截然不同。我们必须了解这一点，并学会用不同的概念、技术和方法来处理问题。在移动通信所工作的射频和微波频段，如果只沿用低频的概念和技术来研究和处理问题，必然是行不通。众所周知，室内分布系统大多采用同轴电缆来传输移动通信信号或能量。那么，人们为什么不继续采用工频50Hz的双绞电源线或以前VHF频段电视机常用的扁平双线馈线同轴电缆又具有那些优点这里，首先介绍一下射频和微波传输线的概念。用来传输电磁能量的线路统称为传输系统，由传输系统引导向一定方向传输的电磁波称为导行波。1.1.1长线和分布参数的概念在低频电路中，导线（或说是低频率传输线）只起连接的作用。在同一导线（例如长为60cm）的两端，都认为它们是同电位的，电流也相等，也就是属于同一点。但是，如果线上传输的是射频比如GSM下行942MHz的电信号（相应的波长大约为32cm）,这时还能认为导线的两端是同电位的吗显然就不行了。这里存在两个概念问题，一是线的“长度”如何准确描述，二是集中参数和分布参数的概念。图1-1所示为线上的电流或电压随空间位置的分布情况，图1-1（a）表示的是半波长的波形图，AB是线上的一小段，它比波长小得多。由图可见，线段AB上各点的电流或电压的幅度和相位几乎不变，此时的线段AB是一段“短线”。如果频率很高，虽然线段AB的长度相同，但在某一瞬时线上各点电流或电压的幅度和相位均有很大变化，如图1-1(b)所示，此时的线段AB即应视为“长线”。​�ABAB(a)(b)​图1-1电流电压沿线分布图(a)短线情况；（b）长线情况其实，“长度”有绝对长度和相对长度两种概念。对于传输线的“长”或“短”，并不是以其绝对长度而是以其相对长度，即以它与波长比值的相对大小来区分的。我们把传输线的几何长度（l）与其上传输电信号的波长（λ）之比l/λ，称为传输线的相对长度或者叫电长度。在射频和微波领域，波长λ通常以cm计。比如一根传输3G移动通信信号（如WCDMA）的同轴电缆，虽然只有30cm长，但它已大约是工作波长的两倍，当然属于“长线”；相反，输送工频市电的电力线即使仅有2km长，但与其波长（6000km）相比就是非常短的了，因此只能称之为“短线”。微波传输线基本上都属于“长线”的范畴，因此描述传输线特性和电压或电流沿线传输规律的传输线理论又称为长线理论。一般的说，只要线的几何长度l与其传输电信号的波长λ可以比拟时（通常为十分之一左右或以上），即可视为长线。电压和电流在传输线上是以波的形式传输并将信号或能量从电源传送至负载，这样就可以理解线上各点的电压或电流不相同的道理。同一时刻各点电压或电流的幅度不相同，同一点上的电压或电流的幅度又随着时间而改变，这就是波的概念。用数学术语来说就是电压和电流即是位置的函数，又是时间的函数，即u(z,t)和i(z，t)。为什么呢这是因为传输线上处处存在分布电阻、分布电感，线间处处存在分布电容和漏电导。电磁场理论告诉我们，当电信号通过传输线时将产生如下分布参数效应：电流流过导线时发热，表明导线本身具有分布电阻；由于导线中通过电流，周围将有磁场，因而导线存在分布电感效应；由于导线间有电压，导线间便有电场，于是导线间存在分布电容效应；由于导线间绝缘不完善而存在漏电流，表明导线间处处有分布电导。频率低时，这些分布参数效应完全可以忽略不计，所以低频只考虑时间因子而忽略空间效应，因而把低频电路当作集中参数电路来处理是允许的。但是，频率升高后，分布参数引起的效应不能再忽视了；传输线不能仅当作连接线，它将形成分布参数电路，参与并影响电压和电流的传输。因而传输线在电路中所引起的效应必须用传输线理论来研究和表述。我们用R1,L1,C1,G1分别表示传输线单位长度的电阻，电感，电容和电导，它们的数值与传输线类型、截面尺寸、导体材料、填充介质等有关。假设均匀传输线上取任一无限小线元dz(dz<<λ),则线元上都分布有一定大小的电阻R1dz和电感L1dz;此线元间都分布有一定大小的电容C1dz和电导G1dz。在此无限小线元上，我们可以把它看成一集中参数电路，其集中电阻、电感、电容和电导，分别为R1dz，L1dz，C1dz和G1dz，可用Г形网络来等效（也可用T形或π形网络来等效），如图1-2（a）所示。整个传输线则可看成是有许多线元的四端网络链联而成的分布参数电路，如图1-2（b）所示。对于无耗线（R1=0,G1=0），其等效电路，如图1-2（c）所示。​���������R1dzL1dzC1dzG1dzZ1Z1RgRgEgEgdz​（a）​��������aba＇b＇Z1​（b）（c）图1-2传输线的等效电路（a）等效电路；（b）分布参数电路；（c）无耗线等效电路有了上述等效电路，就容易解释传输线上的电压、电流不相同的现象。参看图1-2（b），由于aa＇和bb＇之间有串联电阻存在，两处的阻抗不相等，因而两处的电压也不想等；由于线间并联回路的存在，通过a和b点的电流也不相同。同时还可以看出，当接通电源后，电源通过分布电感逐次向分布电容充电，并形成向负载传输的电压波和电流波。就是说，电压和电流是以波的形式在传输线上传输，并将能量或信号从电源传送至负载。1.1.2射频传输线终端短路当射频传输线终端短路时信号为全反射。，无耗短路线的驻波特性1.1.3射频传输线终端开路当射频传输线终端开路时，信号为全反射。，无耗开路线的驻波特性1.1.4射频传输线终端完全匹配当射频传输线终端阻抗ZL完全等于传输线特性阻抗Z0时，信号无反射，电压反射系数=0，​���������Z0ZL​1.1.5射频传输线终端不完全匹配当射频传输线阻抗ZL不完全等于传输线特性阻抗Z0时，信号有局部反射，电压反射系数0<<1。电压驻波比在工程上常用回波损耗RL表示，对应关系如下表：电压驻波比VSWR回波损耗RL（dB）2119141.1.6电压驻波分布在各种反射系数下，电压驻波的分布如图（1-3）所示。驻波有若干重要特性，归结如下：1.驻波最大点或最小点之间的距离为λg/2，电压的最大点对应于电流的最小点，反之，电压的最小点对应于电流的最大点。2.如终端开路，短路或为纯电抗，则沿线电压和电流间相角差为90o，如终端为一阻抗，则沿线的电压电流之间的相角差不是90o，而且沿途变化。在最大点或最小点处，电压电流同相，输入电阻是纯电阻；在电压最大处的输入电阻为最大电阻，电压最小点的电阻为最小电阻。​��​图1-3在各种反射系数Γ下的电压驻波分布1.1.7射频各种馈线1）平行双线Z0==lg（）r为介质的介电常数1趋肤效应显著；2辐射损耗增加；3支撑物损耗增加。2）同轴线Z0==()同轴线封闭，无辐射3）带状线，又称三板线、板线或介质夹层线带状线的结构及场分布4）同轴线向带状线演化5）微带线微带线的结构及电磁场分布这是一种非对称性双导体平面传输系统，它具有一个中心导体带条和一个接地板，可以看成是由平行双线演变而来的，在双导体中间放一导体平面构成镜像，再去掉一根圆柱导体就变成微带线，如下图：1.1.8从低频的集中参数的谐振回路向射频圆柱形谐振腔过渡无线电频段和波段命名无线电频谱可划分为如下12个频段（见表）。频率的单位是赫兹或周／秒，还可以使用千赫（kHz）、兆赫（MHz）、吉赫（GHz）表示。表无线电频段和波段命名段号频段名称频率范围（含上限、不含下限）波段名称波长范围（含下限、不含上限）1极低频（ELF）3~30赫（Hz）极长波100~10兆米(Mm)2超低频（SLF）30~300赫（Hz）超长波10~1兆米(Mm)3特低频（ULF）300~3000赫（Hz）特长波1000~100千米(km)4甚低频（VLF）3~30千赫（kHz）甚长波100~10千米(km)5低　频（LF）30~300千赫（kHz）长　波10~1千米(km)6中　频（MF）300~3000千赫（kHz）中　波1000~100米(m)7高　频（HF）3~30兆赫（MHz）短　波100~10米(m)8甚高频（VHF）30~300兆赫（MHz）米　波10~1米(m)9特高频（UHF）300~3000兆赫（MHz）分米波10~1分米(dm)10超高频（SHF）3~30吉赫（GHz）厘米波10~1厘米(cm)11极高频（EHF）30~300吉赫（GHz）毫米波10~1毫米(mm)12至高频300~3000吉赫（GHz）丝米波10~1丝米(dmm)移动通信系统使用频段ITU以及各国家无线电主管部门为移动业务划分和分配了多个频段。考虑到无线电波传播的特点，移动业务使用的频段主要都在3GHz以下。确定移动通信工作频段可从以下几方面来考虑：①电波传播特性；②环境噪声及干扰的影响；③服务区范围、地形和障碍物影响以及建筑物的渗透性能；④设备小型化；⑤与已经开发的频段的干扰协调和兼容性；⑥用户需求及应用的特点。根据ITU的规定，在5GHz以下，划分给陆地移动业务的主要频率范围列于表。表ITU5GHz以下陆地移动通信的主要频率范围（MHz）～4747～50（与广播共用）54～68（与广播共用）～～430440～47068～～87～100（与广播共用）470～960（与广播共用）1427～1525～1690138～144148～～1700～26903500～42004400～5000～174174～223（与广播共用）223～我国移动通信使用频段的规划原则上参照国际的划分规划，如我国正在大量使用的150MHz、350MHz、450MHz、800MHz、900MHz，以及等频段。其中：150MHz频段138MHz~；~167MHz（无线寻呼业务）280MHz频段279MHz~281MHz（无线寻呼业务）450MHz频段403MHz~420MHz；450MHz~470MHz（移动业务）800MHz频段806MHz~821MHz/851MHz~866MHz（集群移动通信）821MHz~825MHz/866MHz~870MHz（移动数据业务）825MHz~835MHz/870MHz~880MHz（蜂窝移动通信）840MHz~843MHz（无绳电话）900MHz频段885MHz~915MHz/930MHz~960MHz（蜂窝移动业务）915MHz~917MHz（无中心移动系统）在民用的移动通信中，用于蜂窝移动通信使用的频段具体安排如下：890~909MHz　移动台发935~954MHz　基站发，共19MHz909~915MHz　移动台发954~960MHz　基站发，共6MHz数字CDMA系统频率安排如下：825~835MHz　移动台发870~880MHz　基站发，共10MHz频段安排如下：1710~1725MHz　移动台发1805~1820MHz　基站发（共15MHz）1745~1755MHz　移动台发1840~1850MHz　基站发（共10MHz）1710~1785MHz　移动台发1805~1880MHz　基站发目前正趋于实用化的第三代移动通信，即IMT-2000。其使用的核心频段为1885~2025MHz/2110~2200MHz（其中1980~2010MHz/2170~2200MHz为IMT-2000的卫星移动业务频段）。3GPP规定UTRATDD的频段（共35MHz）：（1）1900~1920MHz2010~2025MHz（2）1850~1910MHz1930~1990MHz（3）1910~1930MHz3GPP规定的UTRAFDD的频段（上下行各60MHz）：（1）1920~1980MHz移动台发2110~2170MHz基站发（2）1850~1910MHz移动台发1930~1990MHz基站发。为满足第三代（3G）蜂窝移动通信技术和业务发展的需求，中国于2002年对3G系统使用的频谱作出了如下规划：①第三代公众蜂窝移动通信系统的主要工作频段：频分双工(FDD)方式：1920~1980MHz/2110~2170MHz；时分双工(TDD)方式：1880~1920MHz、2010~2025MHz。②第三代公众蜂窝移动通信系统的补充工作频段：频分双工(FDD)方式：1755~1785MHz/1850~1880MHz；时分双工(TDD)方式：2300~2400MHz，与无线电定位业务共用，均为主要业务。③IMT-2000的卫星移动通信系统工作频段：1980~2010MHz/2170~2200MHz。④目前已规划给公众蜂窝移动通信系统的825~835MHz/870~880MHz、885~915MHz/930~960MHz和1710~1755MHz/1805~1850MHz频段等，同时规划作为第三代公众移动通信系统的演进扩展频段。此外，为满足铁路系统调度通信等业务发展需要，拟将885~889MHz（上行）和930~934MHz（下行）作为GSM-R（EGSM）系统使用的频段；为满足射频电子标签业务发展的需要，将840~845MHz和920~925MHz规划作为RFID使用的频段（试用）。第一代移动通信系统及其主要特点近代的陆地移动通信系统，也称为蜂窝移动通信系统；自80年代起，已历经三代。第一代的主要特点是利用模拟传输方式实现话音业务，以AMPS（美国、南美洲）、TACS（英国、中国）和NMT（北欧）为代表。主要商用时间从80年代初开始到90年代前期。它的主要特点是：1模拟话音直接调频；2多信道共用和频分多址接入方式；3频率复用的蜂窝小区组网方式和越区切换；4无线信道的随机变参特征使无线电波受多径快衰落和阴影慢衰落的影响5环境噪声和多类电磁干扰的影响；6无法与固定网迅速向数字化推进相适应，数据业务很难开展；7安全保密性差，易被“窃听”，易被“仿制烧号”。第二代移动通信系统及其主要特点第二代蜂窝移动通信系统以数字传输方式实现话音和低速数据业务，以GSM为主,IS-95CDMA为辅。主要商用时间从90年代中期开始到现在。它的主要特点是：1低速率话音编码技术和数字调制；2每载波多路、时分多址或码分多址接入；3Rake接收机和自适应均衡技术；4与固定网向数字化推进相适应，具有中低速数据承载业务能力；5先进的开放的技术（如A接口和U接口），有利于形成既竞争又相互促进的机制；6安全保密性强，不易“窃听”，不易“仿制”；7有利于大规模集成。第三代移动通信系统及其主要特点第三代蜂窝移动通信系统以更高速的数据业务和更好的频谱利用率为目标，采用宽带CDMA为主流技术，目前已形成三种空中接口，即WCDMA、TD-SCDMA和CDMA2000。今后十年内将逐步替代第二代系统而成为主流。它的主要特点是：1新型的调制技术，包括多载波调制和可变速率调制技术；2高效的信道编译码技术，除了沿用第二代的卷积码外，还对高速数据采用了Turbo纠错编码技术；3Rake接收多径分集技术以提高接收灵敏度和实现软切换；4软件无线电技术易于多模工作；5智能天线技术易于提高载干比；6多用户检测技术以消除和降低多址干扰；7可与固定网中的电路交换和分组交换网很好地相适应，满足各类用户对话音及高、中、低速率数据业务的需求。何谓“双工”方式何谓“多址”方式“双工”（Duplexer）是相对于“单工”而言的收发信机工作方式。在无线对讲（集群）电话问世之初，由于技术及成本因素，发信机采用了“按下讲话”的方式，即有一个通话按钮，按下时表示发信，放开时表示接收，也就是说，此种通话方式不能像固定电话那样同时收发，故称之为“单工”。而技术的进步和制造成本的下降，使双工滤波器能够在各类工作频段都能随意使用，从而使无线对讲电话也能像固定电话那样同时接收和发送，不需要在讲话时按下按钮,这种通话方式就是“双工”方式。当收信和发信采用一对频率资源时，称为“频分双工”；而当收信和发信采用相同频率仅以时间分隔时称为“时分双工”。“多址”（MultiAccess）是指在多信道共用系统中，终端用户选择通信对象的传输方式，在陆地蜂窝移动通信系统中，用户可以通过选择“频道”、“时隙”或“PN码”等多种方式进行选址，它们分别对应地被称为“频分（FrequencyDivision）多址”、“时分（TimeDivision）多址”和“码分（CodeDivision）多址”。简称FDMA,TDMA和CDMA.发信功率及其单位换算通常发信机功率单位为“瓦特”（W），它也可以表示为dBw，即以1W为基准的功率分贝值，即Pt（dBW）=10lg为了便于计算，发信功率单位也可用“毫瓦”（mW）表示，同样，它也可以表示为dBmW（简写为dBm），即以1mW为基准的功率分贝值，而1W=1000mW1dBW=30dBm或Pt（dBm）=10lg接收机的热噪声功率电平任何一个无线通信接收机能否正常工作，不仅取决于所能获得的输入信号的大小，而且也与其内部噪声以及外部噪声和干扰的大小有关。接收机内部噪声也称为热噪声，它是由电子运动所产生的，其定义是指当温度为290°K（17°C）时，由接收机通带（通常由接收机中频带宽所决定）所截获的热噪声功率电平。No=KTB（W）接收机带宽绝对温度值290°K玻尔兹曼常量×10如用dBW表示，可写为No（dBw）=－204dBW+10lgB或=－174dBm+10lgB对于G网，B=200KHz（53dB），No=－121dBm接收机底噪及接收灵敏度接收机底噪：热噪声+N接收机噪声系数）对于G网，B=200KHz（53dB），N=5dBm,接收机底噪=-174（dBm）+10lgB+NF（dB）=-116dBm.接收灵敏度:接收机底噪+C/I(载干比)对于G网，当B=200KHzNF=5dBC/I=12dB时Pi（dBm）=-174+53+5+12=-104dBm电场强度、电压及功率电平的换算电场强度（E）是指长度为1米的天线所感应到的电压，以v/m、v/m、dBv/m计，对半波偶极天线而言，其有效长度为，故其感应的电压e为：e=E（v）式中：E为电场强度（v/m）；为波长（m）由于半波偶极天线的特性阻抗是，而移动通信接收机的输入阻抗通常为50，因此，接收机的输入开路电压A=e=E若以dBv计，则：A（dBv）=E（dBv/m）+20lg－=E+20lg－例如：对于900MHz频段，=0.33m，当采用半波偶极天线时，输入电压A与接收场强E之间的关系为：A（dBv）=E（dBv/m）若采用其他增益天线，只需加上该天线相对于半波偶极天线的增益GD即可。对于移动通信系统，按惯例是以电动势（开路电压）作为灵敏度指标值。因此，其电压与功率的换算应为：P=当R=50时Pi=A－137（dBW）或=A－107（dBm）1.12G网的全速率和半速率信道GSM系统的语音编码采用规则脉冲激励——长期线性预测（RPE—LTP）编译码方式，根据速率不同可以分为全速率和半速率两种信道。当编码器每20ms取样一次，线性预测声域分析抽头为8时，输出260bit，此时编码速率为260/20=13Kbits/s，即为全速率信道。半速率是GSM在26复帧中奇偶各传一路。1.13G网设计中选用哪个信道的发射功率作为参考功率GSM系统是一个TDMA时分多址系统，在G网作功率规划时，是以相对恒定的BCCH信道功率作为参考功率进行规划的。对于话音信道的功率是可变化的。1.14G网的传输时延，时间提前量和最大小区半径的限制G网上行传输方向，在随机接入信道（RACH）上传送，用于移动用户（通过基站）向网络提出接入申请。由于移动台距基站的距离是可变的，因而其传播时延也是变动的，为了保证基站接收机能够准确地接收任一移动台的申请，故在接入信道尾部设立较长的防护段，称为扩展保护期，占比特，约251s，该值对应大于35Km的传输时延，即保证距基站35Km的移动台发出的接入申请也不会丢失。但是，保护期的增加实际上是增加了传输开销，也即降低了信息传输速率，因此，G网中相应地采用了自适应的帧调整技术。一旦移动台通过接入信道登记，基站便连续地测试传播时延，并在慢速辅助控制信道上以2次/秒向移动台发出时间提前量指令，其值为0～233s，移动台按此指令进行自适应帧调整，使得移动台向基站发送的时间与基站接收的时隙相一致。从基站的角度看，下行方向延时3个时隙（BP）就可以得到上行方向的结构，也就是上行时隙与其对应的下行时隙号有3个偏移，这是GSM规范中规定的。从移动台的角度看，为了弥补传输时延变化的影响，用一个时间值来补偿传播时延，以调整收发时延始终保持在3BP，这个数值称为时间提前量TA（TimingAdvance）。此时，从MS的角度看，上下行之间的准确偏移量是3BP－TA，TA值由BTS根据传播时延量计算并通知MS，如下图所示：BPBPTA时间提前量的结构图GSM规范中，时间提前量TA包含6位二进制码元，数值范围为0～63，每个码元传输时间为，因此Tamax=233s，这相当于电波传输35Km的往返时间。从这点出发，也可推知，GSM（当8个时隙正常运用时）的小区覆盖最大半径只能是35Km。当然，GSM也允许特殊的稀路由状态下，将8个时隙合并为4个时隙，甚至2个时隙或1个时隙，此时，允许的小区覆盖半径最大可达290Km。GPRS的基本概念众所周知，GSM是以数字话音业务为主的低速率移动通信系统，且只能完成电路数据交换，远不能满足移动数据业务的要求。作为一种改进，以现有GSM网络为基础，叠加一个支持高速分组数据传输的网络，将数据业务的速率从s提高一个量级，从而推出了GPRS，即通用分组无线业务（GeneralPacketRadioService），GPRS也被称为2.5G系统。除了运营软件需相应升级以外，GPRS需对原有网络进行一些改动，增加新的设备如业务支持节点（SGSN），网关支持节点（GGSN）等。GPRS是移动通信技术和数据通信技术的完美结晶，它可以在保证话音业务的同时，利用无线信道的空闲资源完成分组数据业务，大大地提高了GSM无线频率资源的利用率。理论上讲，如果将每个载频8个全速率时隙都用来传送数据的话，最高可以提供171kb/s的传输速率。但实际上由于受容量和调制方式的限制，其速率一般也只能到几十kb/s。GPRS定义了四种不同的编码，即称为CS-1到CS-4，分别对应不同的传输速率（从s～s）。EDGE的基本概念虽然GPRS采用了多时隙操作模式，但也只能将传输速率提高到几十kb/s，受限制的主要因素在于GMSK的调制方式。为了进一步提高GSM系统的容量，欧洲电信标准协会（ETSI）推出了一种增强数据率的演进方案，即EDGE（EnhancedDateRatesforGSMEvolution），也被称为GSM的2.75G系统。EDGE系统引入了多电平调制方式——8PSK调制，使用户数据信道每时隙的比特率从kb/s提高到kb/s，而所有的控制信道仍采用GMSK调制方式。尽管EDGE理论上可以达到的最高码率约每帧560kb/s,但实际上它还要受移动速度的限制,随着速度的提高,其码率将降至384kb/s（V=100km/hr时）,甚至到144kb/s（V=250km/hr时）。1第2章　天线天线概述2.1.1天线天线是将传输线中的电磁能转化成自由空间的电磁波，或将空间电磁波转化成传输线中的电磁能的专用设备。2.1.2天线的起源和发展1865年：理论创立麦克斯韦方程；1888年：H..Herz实验证实电磁波辐射。天线：理论与实践的完美结合！2.1.3天线在移动通信中的应用1897年Marconi发明无线电报无线电：电报、广播、电视、通信……通信：微波接力、卫星、移动通信……移动通信：集群、寻呼、无绳、蜂窝……蜂窝移通信：1G摸拟语音2G数字语音+数字3G数字语音+高速多媒体数据应用背景不同，对天线的要求也不同。2.1.4无线电波无线电波是电磁能量在空中传播时的“振动”；无线电波在空中以30万公里/秒的速率传播；无线电波在传播过程中会衰减。2.1.5无线电波的频率与波长频率即“振动”的速率，或解释为在一秒内通过的波的数量（即每秒的周期数，又叫赫兹，如取一百万作为单位，则为兆赫兹）；波长是波在两个相邻周期上的相同点的距离。2.1.6偶极子偶极子是天线中广泛应用的一种辐射单元；偶极子的长度与波长成正例。1/2波长偶极子的长度2.1.7频率范围当波长不是最优值（谐振）时，性能下降；在频率范围内可保持可接受的性能水平。820MHz的1/2波长～180mm,890MHz的1/2波长～170mm天线将优化为850MHz-～175mm天线带宽=890-820=70MHz2.1.8天线如何控制无线辐射能量走向一个单一偶极子的辐射能量图看起来就象一个“汽车轮胎”；使“汽车轮胎”“扁平化”，将信号集中到地面需要覆盖的地区；将偶极子组成阵列；在阵列的的一边放置反射板。“扇形天线”中的反射板将能量聚焦到一个方向，进一步提高了天线的增益。在这个例子中，扇形天线的增益比单一偶极子的增益为：10log(8mW/1mW)=9dBd3天线的基本特性2.2.1增益天线通常是无源器件，它并不放大电磁信号，天线的增益是将天线辐射电磁波进行聚束以后比起理想的参考天线，在输入功率相同条件下，在同一点上接收功率的比值，显然增益与天线的方向图有关。方向图中主波束越窄，副瓣尾瓣越小，增益就越高。可以看出高的增益是以减小天线波束的照射范围为代价的。dBi与dBd的定义dBi：用点源天线(i)作为标准天线计算出的天线增益G(dBi)=10lgGidBd：用半波振子天线(d)作为标准天线计算出的天线增益G(dBd)=10lgGddBi与dBd的关系：Gd=(dBd)天线相对于偶极子的增益用“dBd”表示天线相对于全向辐射器的增益用“dBi”表示如:3dBd=2.2.2波瓣宽度方位角(如水平面)图仰角(如垂直面)图旁瓣图2.2.3下倾角下倾角使天线波束指向地面，倾角方式可分为：电调下倾和机械下倾2.2.4前后比前后比是指扇形天线的前向辐射功率与后向辐射功率之比。前后比(dB)=10log，典型值约为25dB目的是尽可能减少后向辐射功率，减少对其他基站的干扰我国移动通信系统基站天线技术条件要求：定向基站极化天线隔离度≥23dB。2.2.5阻抗阻抗是电磁能量通过介质的一个特性阻抗的单位为欧姆()为实现良好的性能，阻抗需达到匹配状态2.2.6回波损耗天线驻波比表示天馈线与基站（收发信机）匹配程度的指标。驻波比的定义：Umax——馈线上波腹电压；Umin——馈线上波节电压。驻波比的产生，是由于入射波能量传输到天线输入端B未被全部吸收（辐射）、产生反射波，迭加而形成的。VSWR越大，反射越大，匹配越差。驻波比（VSWR）:VoltageStandingWaveRatio  回波损耗（RL） :ReturnLoss  换算公式：RL=20*log10[(VSWR+1)/(VSWR-1)]  换算表格：驻波比回波损耗(dB)驻波比回波损耗(dB)      那么，驻波比差，到底有哪些坏处在工程上可以接受的驻波比是多少一个适当的驻波比指标是要在损失能量的数量与制造成本之间进行折中权衡的。A、VSWR＞1，说明输进天线的功率有一部分被反射回来，从而降低了天线的辐射功率。B、增大了馈线的损耗。7/8＂电缆损耗4dB/100m，是在VSWR=1（全匹配）情况下测的；有了反射功率，就增大了能量损耗，从而降低了馈线向天线的输入功率。C、在馈线输入端A，失配严重时，发射机T的输出功率达不到设计额定值。但是，现代发射机输出功率允许在一定失配情况下如（VSWR＜或）达到额定功率。经过计算，驻波比对天线反射功率、所增大的馈线损耗与完全匹配（VSWR=1）时相比，所减小的总辐射功率的关系，见下表。VSWR反射功率百分比增大馈线损耗(dB)（50米馈线加跳线约自然损耗）与完全匹配(VSWR=1)相比减小的辐射功率(dB)减小辐射功率百分比25%40%11%18%8%14%4%8%%%%%%%从上表可以看出：A、VSRW=时，天线反射25%的功率（），馈线新增损耗，与完全匹配（VSRW=1）相比，功率多损失40%；B、VSWR=时，天线反射4%的功率（），馈线新增损耗，与完全匹配（VSWR=1）相比，功率多损失8%；C、VSWR=时，天线反射%的功率（），馈线新增损耗，与完全匹配（VSWR=1）相比，功率多损失%；D、VSWR=时，天线反射%的功率（），馈线新增损耗，与完全匹配（VSWR=1）相比，功率多损失%。可见，VSWR=与VSWR=相比，功率损失仅减少了，这在移动通信的衰落传播中，影响基本可以忽略。然而天线的制造成本却高得多。不要盲目一味追求低的驻波比！我国移动通信系统基站天线技术条件要求：基站天线驻波比≤。2.2.7隔离度隔离度是某一极化接收到的另一极化信号的比例对于±45o双极化基站天线：+45o和-45o天线可能同时处于Tx/Rx状态，为避免一付天线在Tx状态对另一付天线的Rx状态产生干扰，相互之间具有隔离度的要求。我国移动通信系统基站天线技术条件要求：定向±45o双极化天线隔离度≥28dB。2.2.8极化天线辐射电磁波中电场的方向就是天线的极化方向。由于电磁波在自由空间传播时电场的取向有垂直线极化的、水平线极化的、圆极化的……等，因而天线也就相应的垂直线极化的天线、水平线极化的天线……。双极化天线，它是在一副天线罩下水平线极化与垂直线极化两副天线做在一起的天线。A、双极化天线：减少天线数量B、双极化天线常规连接方法C、双极化天线改进连接方法2.2.9交调天线交调产物是指当两个或多个频率信号经过天线时，由于天线的非线性而引起的与原信号有和差关系的射频信号。在多载波T/R双工系统中必需重点考虑充分了解其非线性特点。我国移动通信系统基站天线技术条件要求：三阶交调信号≤-107dBm。2.2.10天线参数在无线组网中的作用天线辐射的水平波束宽度决定了天线辐射的电磁波水平覆盖的范围。天线垂直波束宽度决定了传输距离及纵向覆盖。2.2.11通信方程式式中：Pr(dBm)表示覆盖范围内手机接收的辐射功率；PT(dBm)表示基站辐射的功率；S表示手机距基站的距离；λmin表示基站工作的最短波长；GT(dBi)表示基站天线的增益；Gr(dBi)表示手机天线的增益；Lo(dBi)表示传播中的其它损耗（含馈线损耗）。例：在自由空间中GSM网中：基站塔高40米发射功率PT=43dBm(20W)基站用天线GT=15dBi垂直波束宽度θ3dB=18o手机持有者高hz=1.5米手机天线增益Gr=最短波长λmin=0.313米如果天线下倾角为0度，计算出覆盖区内的功率分布为：当S=2000米时，手机天线与主波束的夹角θ’=arctg(40/2000)=，可认为手机天线处于主波束宽度内，可算出手机天线处照射的功率为：Pr=–Lo理想条件下Lo≈0，则手机信号Pr(dBm)＞-70dBm，即信号很好。当S=S’时，手机天线与主波束夹角θ’正处于天线波束零点，此时手机天线处照射功率为0；同样当手机处于S=S’’时，也收不到信号，这就是所谓塔下“黑”现象。网络优化中天线2.3.1网络优化中天线的作用抗衰落方式：我们都很熟悉在移动通信中由于多径传输使信号产生快衰落，衰落电平变化幅度可达30dB，每秒钟近20次，这显然是严重的干扰。A、目前解决多径干涉引起的快衰落主要依靠天线的空间分集与极化分集；B、第三代移动通信中利用Rake接收机技术及智能天线可以更有效的解决多径传输引起的信号快衰落效应。天线的选取：为了达到无缝隙覆盖，同时减少小区间的相互干扰，正确选择基站天线是十分重要的。A、目前对于三扇区在话务量密集地区通常选用半功率波束宽度为65o的双极化定向天线；B、对于话务量不大，主要考虑覆盖面积大的要求，此时基站间距大，则可用全向天线。下倾角的调整：对高话务量区也可通过调整基站天线的俯仰角改善照射区的范围，使基站的业务接入能力加大；而对低话务量区也可通过调整基站天线的俯仰角加大照射区范围，吸入更多的话务量，这样可以使整个网络的容量扩大，通话质量提高。根据公式（式中是波束倾角，h为基站天线高度，r为站间距离）可算出天线的俯仰角（波束倾角）。A、对于话务量密集地区，基站间距离大约在300~500米时，大约在10o~19o之间；B、对于话务量中密集区，基站间距离大于500米，此时大约在6o~16o之间；C、对于低话务量区，由于基站间距离可能更大一些，大约在3o~9o之间。天线高度的调整：为了减少照射区内由于建筑物而产生的阻抗效应，还需对天线架设高度进行调整，这样才能保证照射区内满足最低照射电平要求。塔下“黑”的问题的解决：利用赋形天线（上旁瓣抑制、下旁瓣零值填充），可以降低其它基站带来的干扰及彻底解决塔下“黑”的问题。以上所介绍的仅只是优化过程中部分天线的有关问题。由此可看出天线虽然在整个天线组网中仅占经费比例的1~2%，但它在网络优化及维护工作中所占的工作量几乎是50~60%。可以说如果没有好的天线，就不会有好的无线网络，更不会有高质量的无线移动通信服务。2.3.2天线分集技术分集概念快速衰落与空间位置、极化、频率、时间有关，对其中的某个参数进行可选择性接收。常用分集技术有：极化分集和空间分集。极化分集：利用不同极化天线的接收信号之间的不相关性获得分集增益。空间分集：利用信号路径衰落不相关性获得分集增益。可分为：水平分集和垂直分集。A、水平分集距离与天线高度的关系：D>=(H/10)（D：接收天线之间的距离；H：天线的有效高度。）B、工程中水平分集距离的一般要求900MHz：最小：3m建议：6m1800MHz：最小：2m建议：4mC、垂直分集距离一般为水平分集距离的5-6倍，一般不以采用。极化分集与空间分集的比较工程经验：城市中小区制——极化分集稍优郊区及农村大区制——空间分集稍优分集效果比较应用环境极化分集增益dB空间分集增益dB市区（室内）市区（室外）郊区（室内）郊区（室外）农村故障分析A、空间分集的可能故障：两副天线的倾角不同——上行掉话；两副天线的方位角不同——上行掉话、切换掉话；间距过近——分集增益低，多径引起掉话；远场距离内有阻挡物/反射物影响一/二副天线——分集效果差；前后比差——移动台找不到相邻小区而掉话；另外，还要结合天线高度、覆盖范围、地形、增益、倾角综合判断。B、极化分集的可能故障：两个极化天线的方位波束在左右两边不对称（天线设计问题）——部分覆盖区域分集增益低，引起掉话；3个扇区120度分隔不均——部分覆盖重叠、误码率上升、切换出故障；部分覆盖有盲区，信号强度弱（65o情况）；双极化天线在太高的架设中，极化分集效果可能变差、塔下有盲区。2.3.3遥控电调电下倾天线前面我们已经介绍了在网络优化中需要不断地调整天线的俯仰角。目前实现天线俯仰角的方法主要有两种：机械下倾电下倾由图可以看出机械下倾方法。当下倾角度达到10o时，水平方向图严重变形，必然产生越区覆盖；而电下倾时，水平方向图基本保持不变。由此可看出采用机械下倾天线在网络优化中所存在的问题，也可看出采用电下倾天线在性能上远远优于机械下倾天线。1第3章　电波传播陆地移动通信中无线电波传播的主要特点陆地移动通信中无线电波传播有两个最显著的特点：第一、随着移动体的行进，由于建筑物、树林、起伏的地形及其他人为的、自然的障碍物的连续变化，接收信号场强会产生两种衰落，即多径快衰落和阴影慢衰落。前者是快速的微观变化，故称之为快衰落；后者是缓慢的宏观变化，是由阻挡物引起的阴影效应所造成的慢衰落。这两种衰落叠加在一起就是陆地移动通信电波传播的主要特性。第二、在城市环境中，衰落信号的平均场强与自由空间或光滑球面传播相比要小得多，并且接收信号的质量还要受到环境噪声的严重影响。通常移动通信电波传播的路径（中值）损耗与距离和频率有关，与收发天线的高度有关，也与地形地貌有关。各类场强预测模式都是人工模型，就是以某些特定的地形为基础，经过大量测试及计算机模拟分析以后提出的参考标准，随后再加以修正。当工作频率确定以后，在特定的天线高度下，人工传播模型都有三个特征值：断点、斜率和附加修正因子。L=A+Blg+CA——当d=d时的路径中值损耗，d即为断点B——路径（中值）损耗随距离而变化的斜率（衰减因子）C——对地形地貌的修正因子快衰落遵循什么分布规律，基本特征和克服方法在移动通信传播环境中，到达移动台天线的信号不是单一路径，而是来自许多路径的众多反射波的合成。由于电波通过各个路径的距离不同，因而各条路径的反射波到达的时间不同，相位也不同。不同相位和幅度的多个信号在接收端叠加，有时同相增强，有时反相减弱。这样，接收信号的幅度将急剧变化，即产生了衰落。这种衰落是由多径传播所引起的，称为多径快衰落。它的变化速率与移动体行进速度及工作频率（波长）有关，其变化范围可达数十分贝。衰落的平均速率为2/（为车速m/s；为波长m）。大量统计结果表明，绝大多数的多径衰落遵循瑞利（Raxleigh）分布。一般来说，模拟移动通信系统主要考虑接收信号幅度的变化；而数字移动通信系统还需考虑信号的时延和扩展。在第二代和第三代数字移动通信系统中，都采用了以下三个措施减少多径快衰落的影响：1采用合理的纠错编码（如卷积码、Turbo码等）、交织保护和重传协议，以增加信号的冗余度，并进行时间分集；2利用快速功控和（接收和/或发信）分集缓解功率损失；3使用多个Rake接收指峰进行多径分集接收，更好地集中能量。慢衰落遵循什么分布规律，基本特征及对工程设计参数的影响在移动通信传播环境中，电波在传播路径上遇到起伏的山丘、建筑物、树林等障碍物阻挡，形成电波的阴影区，就会造成信号场强中值的缓慢变化，引起衰落。通常把这种现象称为阴影效应，由此引起的衰落又称为阴影慢衰落。另外，由于气象条件的变化，电波折射系数随时间的平缓变化，使得同一地点接收到的信号场强中值也随时间缓慢地变化。但因为在陆地移动通信中随着时间的慢变化远小于随地形的慢变化，因而常常在工程设计中忽略了随时间的慢变化，而仅考虑随地形的慢变化。慢衰落的速率与频率无关，主要取决于阻挡物的尺寸和结构以及收发天线的高度和移动体的速度；而慢衰落的深度取决于信号频率和阻挡物的材质。大量统计数据表明，阴影衰落服从对数—正态分布，正态分布有两个特征值，即均值（）和偏差（），按照对数—正态分布的特征可知，当覆盖区边缘的接收场强中值恰巧等于均值（）时，系统接收场强没有余量，只能保证覆盖区边缘50%的地点满足通信要求。在移动通信系统的无线工程设计中，必须提供接收场强的余量才能保证更多地点的可通率，这个余量与偏差（）有关。按对数—正态分布规律余量（dB）02覆盖区边缘可通率（%）50849095而值根据不同地形特征由实测得到，也可根据国际电联的相关推荐数据进行比较选择而定。什么是自由空间的传播模式所谓自由空间是指相对介电常数和相对磁导率均恒为1的均匀介质所存在的空间，这相当于一个真空的空间，在360°的球体具有各向同性，电导率为零等特性。自由空间传播与真空传播一样，只有扩散损耗的直线传播，而没有反射、折射、绕射、色散等等现象，其传播速度等于光速，因此，自由空间是一种科学的抽象，但它可以作为实际传播模式的参考。特别在室内视线可见的范围内，其传播模式非常接近于自由空间模型。自由空间的路径中值损耗L=+20lgf+20lgd式中f：工作频率（GHz）d：收发天线间距（km）2G系统的宏小区传播模式国际电联推荐用奥村（Okumura-Hata）模式所提供的曲线及其归纳的经验公式作为第二代移动通信系统中城市宏小区传播模型。L=[++[lgd（dB）该模型使用范围：f：150～1500MHzh：30～200mh：1～10md：1～20kmh以1.5m为基准对于中小城市：α(hm)=[h-[（dB）对大城市：α(hm)=[lg（h）]（dB）当f300MHzα(hm)=[lg（h）]（dB）当f>300MHz3G系统的宏小区传播模式前述奥村模式工作频率的上限只有1500MHz。因此，欧洲科学和技术研究协会（Euro-Cost）组成了COST—231工作委员会，提出了奥村模式的扩展模型，即COST—231Hata模型。其路径损耗的计算公式为：L（dB）=[++[lgd+C式中，C为大城市中心校正因子。在中小城市和郊区，C=0，在市中心，C=3dB该模型适用于下列参数范围：f：1500～2300MHzh：30～200mh：1～10md：1～20km与前述奥村模式相比，前两项由+变为+，如果分别以f=900MHz和2000MHz代入，可知仅此一项2G与3G系统的路径损耗将相差10～12dB。微小区传播模式随着3G的问世，微小区覆盖更显重要，我们介绍两种传播模型——COST—231WI模型该模型广泛用于建筑物高度近似一致的市、郊小区，该模型考虑了自由空间损耗、从建筑物顶到街面的损耗以及街道走向对电波传播衰耗的影响。如图所示为该模型的传播示意图1低基站天线情况如果电波在街道形成的峡谷中存在一个自由的视距可见（LOS）路径的话，它与自由空间的传播特性是有差别的。L=+26logd(km)+20logf(MHz)d≥0.02km2高基站天线传播在这种情况下COST—231WI模型由三项组成L=++式中，为自由空间损耗，即Lbf=+20logf(GHz)+20logd(km)为“最后的屋顶到街道的绕射散射损耗”+10lgf+20lg+＞0＜0为街道方向因子，即电波方向与街道方向之夹角。-10～+0°≤＜35°+～+35°≤＜55°+～055°≤＜90°为多重屏绕射损耗++logd+logf-9logb0＜0其中和基站天线相对于建筑物高度有关-18log[1+]＞0＜54＞d≥0.5km，≤d＜0.5km，≤18＞18-15/≤[（f/925）-1]树木密度适中的中等城市=-4+和郊区中心[（f/925）-1]大城市中心COST—231WI模型的使用范围f：800～2000MHz：4～50m：1～3md：～5Km：3×楼层数+屋顶参数——双线模型双线模型的基本假设是：从发射天线到接收天线有两条路径，即视距可见直达波和地面反射波。其路径损耗为收发之间距离d的函数，并且可以用3条不同斜率的线段来表示。双线模型中首先要确定一个突发点，即发射天线到该点的距离恰好是从发射到接收的第一菲涅尔半径椭球碰到地面的那一点的距离。d=(4hthr)/对于f=1900MHz时40+25logdd＜L=40+25log（）+40log（）≤d＜440+25log（）+40log（4）+60log（）d≥4对于建筑物相对较少的微小区，采用双线模型是比较合适的。室内传播模式在室内电磁波传播受影响的因素很多，在有限的空间内环境变化大，墙、顶、地、人和室内物体等都会引起电磁的反射、折射、散射和吸收，电磁场分布十分复杂，电波传播模型相应多种多样。本文着重介绍在测试的基础上总结出来的三种传播模型，可供移动通信室覆盖预测参考用。1）室内小尺度路径损耗室内小尺度路径损耗是指短距离、短时间内快速衰落（衰落深度达20~40dB），其传播模型表达式为：(dB)（式1）式中：表示路径d的总损耗值；表示近地参考距离（~），自由空间衰减值n表示环境和建筑物传播损耗指数（~）表示标准偏差6（3~14）的正态随机变量2）、室内路径损耗因子模型这一模型灵活性很强，预测路径损耗与测量值的标准偏差为4dB衰减因子模型表达式为：（式2）式中：表示同层损耗因子（~）FAF表示不同层路径损耗附加值（10~20dB）3）、室内自由空间路径损耗附加因子模型在室内可以认为是自由空间受限的传播路径，这一模型灵活性很强，预测路径损耗与测量值的标准偏差为4dB，其传播模型表达式为：（式3）式中：为路径损耗因子（~m）由于室内传播非常复杂，预测出的场强和实际测量值存在一定偏差，工程设计时需用实测值对传播模型进行修正。接收灵敏度、最低功率电平和无线覆盖区位置百分比的关系通常，在进行项目设计时，我们会得到一个数据，即所需覆盖区边缘的可通率和最低功率电平（如:90%和-85dBm）。与这个数据有关的技术指标主要是：＊接收机灵敏度S（dB