经典雷达资料经典雷达资料-第3章__接__收__机

·80· 雷 达 手 册 ·81· 第3章 接 收 机 第3章 接 收 机 John W. Taylor, Jr. 3.1 雷达接收机的组成 雷达接收机的作用是放大雷达所接收到的回波，并以在有用回波和无用干扰之间获得最大鉴别率的方式对回波进行滤波。干扰不仅包含雷达接收机产生的噪声，还包含从银河系、邻近雷达、通信设备以及可能的干扰机所接收到的能量。雷达本身辐射的能量被无用目标（诸如雨、雪、鸟群、昆虫、大气扰动和金属箔条等）散射，并被该雷达接收的那部分也可以叫做干扰。对机载测高或地形测绘雷达而言，其他飞机是无用的目标,而地面是需要的目标。更一般地说，雷达用于探测飞机、船只、地面车辆或人员，而从海面或地面产生的反射均为杂波干扰。 雷达接收机包括的范围必须适当地确定。本章将讨论图3.1所示的接收机的各组成部分。输入信号来自天线的收发开关，这个收发开关可使收、发共用一个天线。一些雷达天线还包括形成接收波束之前的前置低噪放大器。虽然通常把它们当做天线而不是接收机的组件，但本章仍将讨论它们。 接收机对信号进行滤波，以多种方式从干扰杂波中分出有用回波。为了进行深入讨论，这种处理的某些分述于其他章节。 第14章讨论CW雷达和调频-连续波（FM-CW）雷达；而这里讨论的只限于脉冲雷达接收机这种主要形式。低PRF的脉冲雷达发射一串能量脉冲，并在相邻发射脉冲之间接收回波。其主要优点是，在接收远距目标微弱回波时，既没有发射机漏泄的能量，又没有附近地物干扰产生的很强回波出现在同一瞬间。脉冲回波的延迟还提供距离的瞬时测量。 从第15章～17章讨论的是，根据速度或从一个脉冲到下一个脉冲相位的变化，从干扰中鉴别出需要的目标；这里讨论的接收机，只用于为这种多普勒滤波提供适当形式的各个脉冲信号。3.12节将讨论影响这些多普勒滤波器的同步检波器或者A/D转换器中的数据失真。 第10章讨论脉冲压缩，这里只扼要地介绍它在鉴别处理过程中的辅助功能。实际上，对这种回波的译码可以作为中频滤波部分，通常用声表面波器件或数字相关器，它们可以放在多普勒滤波器之前或之后。在图3.1中，在多普勒滤波器之后，由级联中频滤波器和数字译码器（相关器）组合进行脉冲压缩。 同样，第18和20章讨论跟踪雷达和测高雷达，但是，将简单地提及完成上述功能所需的接收机的特点。 图3.1描述了任何雷达接收机工作中可能出现的常见处理功能和各种可能的输出，尽管没有一部雷达接收机包括所有这些功能或提供所有这些输出。 实际上，所有的雷达接收机都以图3.1所示的超外差原理工作。经过适当放大的微弱回波，与本振混频变成中频。在混频过程中，一般不能有严重的镜频和寄生频率问题，达到最终的中频可能需要一次以上的变换，中频一般在0.1～100 MHz之间。中频放大不仅比微波频率放大成本低，稳定性好，而且有用回波占有较宽的百分比带宽，使滤波工作得到简化。另外，超外差接收机的本振频率可随着发射机频率的改变而变化，同时并不影响中频滤波。这些优点十分突出，致使其他接收机形式实际上已渐渐看不到了，所以，在此将详细讨论超外差接收机。 图3.1 雷达接收机的一般组成 接收机的其他形式包括超再生式、晶体视频式和射频调谐式。雷达信标有时采用超再生接收机，一方面是因为超再生接收机可以用一个管子既当发射机又当接收机，另一方面是因为结构简单和紧凑比灵敏度高更重要。晶体视频接收机结构简单，但灵敏度太差。射频调谐接收机只用了射频和视频放大；虽然它的噪声温度可能较低，但其灵敏度差，要达到普通雷达回波频谱的最佳带宽滤波是不现实的。只有对辐射比较宽的百分比带宽信号的雷达而言，滤波才是实用的。 3.2 噪声和动态范围考虑 接收机本身所产生的内部噪声能够淹没被接收的微弱回波。这种噪声是对雷达作用距离的基本限制之一，因此，在2.5节中详细地讨论这个问题。如果把系统各单元的噪声分量用噪声温度来表示，而不用噪声系数或噪声因子表示，则雷达灵敏度的分析就简便灵活了。关于上述名词的定义和相互关系，可参见2.5节。 雷达接收机的噪声温度已降低到对选择可采用不再有显著影响的程度。虽然通常认为，噪声参数是雷达接收机的第一特性指标，然而，几乎没有一部雷达采用可能获得最低噪声的接收机，因为这样一种选择会大大牺牲某些其他特性，所以这种看法本身就是矛盾的。 放弃低噪声方案并不是由于费用的考虑。降低对天线增益或发射机功率的要求所节约的费用，必然大大超过一部低噪声接收机所增加的费用。更重要的是，性能特性决定了对接收机前端的选择： （1）动态范围和对过载的敏感性； （2）瞬时带宽和调谐范围； （3）相位和幅度的稳定性； （4）冷却要求。 在接收机的噪声温度和动态范围之间必须采取折中办法。为了使混频器本身的噪声影响减小，可在混频器前采用一个射频放大器，这又必然要涉及增加在混频器级的系统噪声电平。即使射频放大器本身有足够大的动态范围，但仍要综合考虑混频器的动态范围，如下表所示。 射频部分噪声与混频器噪声之比 6 dB 10 dB 13.3 dB 混频器动态范围的损失 7 dB 10.4 dB 13.5 dB 混频器噪声引起的系统噪声温度降低 1 dB 0.4d B 0.2 dB 定义 2.5节用简单方式对接收机的噪声参数给出定义。动态范围表示接收机能按预期进行工作的信号强度范围，它较难定义。这里需要确定以下三个参数。 （1）要求的最小信号。要求的最小信号通常定义为在接收机输出端产生信噪比为1的输入信号。有时也采用最小可检测信号作为定义。 （2）预期特性的允许误差。最大信号是一种可产生对预期特性有某些偏差的信号。线性接收机通常规定增量信号(输出对输入曲线的斜率)下降1 dB。对限幅接收机或对数接收机，则必须确定其输出的允许误差。对增益受控的接收机，必须区别瞬时动态范围和部分由可编程控制的增益变化而获得的动态范围。 （3）信号形式。确定动态范围要求时，一般感兴趣的有三种信号形式：分布目标、点目标和宽带噪声干扰。如果雷达采用相位编码信号，译码器前的接收机部分将不像对分布地物干扰那样严格地限制点目标的动态范围。编码脉冲的带宽时间乘积表示译码器从点目标得到的附加动态范围。反之，如果雷达装有带宽特别宽的射频放大器，则宽带噪声干扰的动态范围可能被严格限制。 当低噪声放大器（LNA）放到天线中时，在形成接收波束之前所达到的副瓣电平取决于所有LNA的增益和相位特性相似的程度。因为与非线性的特性相匹配是不实际的，所以在这种接法中动态范围就更重要了。如果通过副瓣进入接收机的强干扰信号（杂乱回波、其他雷达脉冲、电子干扰）超出了低噪声接收机的动态范围，因副瓣变差，其影响将大大增加。低噪声放大器是一种宽频带装置，易受在整个雷达工作频段范围内以及该频段外的干扰；虽然外来干扰在接收机后面各级中被滤除，但强干扰信号在低噪声接收机中仍使杂乱回波失真，降低多普勒滤波器的有效性，造成虚警。因为许多干扰源的非重复性使得这种现象难以查找。 计算 为了防止噪声温度或动态范围的意外损失，必须对接收机所有部分进行精确计算。动态范围不适当，会使雷达接收机易受干扰影响，引起饱和或过载，遮蔽或淹没有用的回波。这样一种计算的数值表（典型的例子见表3.1）能迅速找出那些影响噪声或限制动态范围的部件。“典型”值在表中用做说明。 使用表3.1需要注意，各个部分的动态范围是比较了各部分输出端的最大信号和系统噪声电平来计算的。这种方法本身固有的假定条件是，该部分所有的滤波（缩小带宽和译码）应在饱和之前完成。把接收机提供重要滤波的那些级当做独立的单元是重要的；如果把多级集总到单个滤波器中，这个假定条件会有很大误差。 3.3 带宽考虑 定义 部件的瞬时带宽是指，该部件在特定的增益（有时是相位）容差内能同时放大两个或两个以上信号的频带。调谐范围是指该部件在调整适当的电气或机械旋钮时可以工作，而不降低指定性能的频带。 重要特性 雷达必然工作在有许多电磁辐射源的环境中，这些电磁辐射源可能遮蔽由雷达自己发射而反射回来的相当微弱的回波。对这些干扰的敏感性取决于接收机的性能，即当干扰源为窄带宽时,取决于接收机抑制干扰频率的能力，而在这些干扰源具有脉冲特性时，则取决于接收机迅速恢复的能力。因此，必须关心接收机在频域内和时域内的响应。 表3.1 噪声和动态范围特性 天线 传输线 射频 放大器 混频器 滤波器 对数 检波器 部件的噪声温度 K 520 1300 300 24 K 部件的增益× dB -1.0 25 -6 15 输入总增益 dB -1.0 24 18 33 天线噪声温度影响 系统838 K 80 75 660 6 5 12 29.3 dBK 接收机总带宽 63.0 dBHz 92.3 玻耳兹曼常数 -198.6 窄带宽噪声电平# -106.3dBm -106 -107 -82 -88 -73 (-73) 最大信号容量# dBm -5 -16 +5 (+7) 对分布目标的动态范围# dB 77 72 78 (80) 点目标的带宽-时间乘积# dB 11 11 11 11 0 0 对点目标的动态范围# dB 88 83 78 (80) 接收机带宽# MHz 200 100 2 2 接收机总带宽分配# 100 50 1 1 宽带噪声易损性# dB 20 17 0 0 宽带噪声动态范围# dB 57 55 78 (80) × 中心频率上的连续波输出-连续波输入，非编码脉冲； ＃ 用括号（）表示的是在非线性器件输入端，其他是在标明的部件输出端。 一般来说，临界响应取决于接收机的中频部分，这将在3.7节中讨论。不过，不能忽视接收机的射频部分，而仅仅使它具有宽的带宽。3.2节讨论了当干扰为宽带噪声时，带宽超过多宽就会损害动态范围。更可能的是，当带外的强干扰源(电视台或微波通信线路)达到这一点时，可能使混频器过载，或者借助于混频器的一个寄生响应被转换为中频。 在超外差接收机中，理想混频器的工作和倍频器一样，它产生一个与两个输入信号乘积成正比的输出。如果没有非线性和不平衡的影响，这些混频器只产生两个输出频率，即等于两个输入频率的和与差。尽管乘法混频器在中频级是常见的，但一般不适合用于射频向中频变换，而最通用的是二极管混频器。二极管的频率变换特性是由它的非线性特性产生的。如果它的特性由幂级数表示，则只有平方律项产生需要的变换。其他项产生的寄生分量表示把带外信号变换成接收机中频的能力，这些都是不期望有的。除镜像频率外，这些无用频率的转换效率很低，不会显著影响系统噪声温度，但是，混频器对强的带外干扰是敏感的。最好的雷达接收机具有与辐射频谱和硬件限制相当的最窄的射频瞬时带宽，以及良好的频率响应和脉冲响应。 宽调谐范围具有对漏出干扰的适应能力，但是，如果干扰是人为的，就需要脉间变频。采用可切换微波滤波器或电子调谐的钇铁柘榴石滤波器可以达到这种频率跳跃，以限制瞬时带宽。为达到更重要的目的，每个滤波器都有一些介入损耗，并在噪声温度上有些牺牲。 3.4 接收机前端 组成 雷达的前端由一个带通滤波器或带通放大器，以及后面的下变频器组成。雷达频率向下变换成中频，在中频具有适当带通特性的滤波器才可能实现。混频器本身和它前面的电路一般都有相当宽的带宽。改变本振的频率，即可完成接收机在预选器或混频器带宽所限定范围内的调谐。 特性对雷达性能的影响 接收机前端的特性在三个方面影响非相参脉冲雷达的性能。前端引入的噪声会限制最大作用距离。强信号下前端饱和可能限制系统的最小作用距离或处理强干扰的能力。最后，寄生特性影响着对带外干扰的敏感性。 相参雷达的性能更要受混频器寄生特性的影响。在脉冲多普勒雷达中会降低距离和速度精度；在MTI雷达中会损害对固定目标的对消能力；而对高分辨力脉冲压缩系统则会使距离副瓣升高。 辐射频谱的寄生失真 雷达接收机的部件会恶化发射机的辐射频谱，这使许多雷达工程师感到惊讶，为此载波的谐波或寄生多普勒谱应低于载波50 dB以上。谐波对其他电子设备能产生干扰，它的最大量标准由国家远程通信和信息管理委员会（NTIA）和MILSTD—469确定。寄生多普勒电平根据需要确定，以便通过多普勒滤波抑制杂乱干扰。 在发射机产生的大功率下呈现非线性的任何器件将产生谐波分量并把这些谐波送到天线。接收机的保护二极管或空气放电开关是非线性的，在发射脉冲期间会将入射的能量反射回天线。隔离器或环行器可用来吸收反射回来的大部分能量，但对谐波通常作用不大。此外，这些铁氧体器件是非线性的，它们自身也产生谐波分量。 在大多数雷达中都有谐波滤波器，但常常不能放置在合适的位置使其充分发挥作用。如果收发开关本身所产生的谐波分量无法接受，将谐波滤波器放在发射机与收发开关之间是无用的；滤波器必须放置在天线与收发开关之间。 任何一个过程产生的寄生多普勒分量都不会在每个发射脉冲中精确地重复。接收机空气保护开关在大功率发射脉冲作用下电离，但在脉冲的前沿电离开始或后续过程中，存在某些较小的统计变量。在要求杂波抑制较高的雷达中（50 dB以上），需要加环行器和隔离器来防止这个变化的功率被辐射出去。 混频器的寄生响应 混频器的数学模型 混频器的幂级数表示也许对预测常常提到的各种寄生效应非常有用。非线性电阻中的电流I可用该电阻两端电压V的幂级数表示： （3.1） 加到混频器上的电压为本振电压 和信号电压 之和，即 （3.2） 如果将式（3.2）中的V代入式（3.1），并进行指定的运算，即得出预期的频谱特性。 混频器寄生效应图 这些计算的结果已用不同形式列成图表，使系统设计者对究竟哪些输入频率和带宽相结合不会产生强的低阶寄生分量的情况能一目了然。一种最有用的混频器图如图3.2[1]所示，图中的粗线表示归一化输出频率(H-L)/H随归一化输入频率L/H的变化。主要产生于幂级数中平方律项的一阶混频器乘积H-L会引起上述这种响应。图上其他各线表示由幂级数中3次方和高次方项产生的寄生效应。为了简化对该图的使用，较高的输入频率以H表示，较低的输入频率以L表示。 图3.2中用方块标出七个特别有用的区域。区域A表示以L/H=0.63为中心可得到的最宽无寄生带宽，以此说明该图的使用。适用的射频通带在0.61～0.65之间，则相应的中频通带为0.35～0.39。然而，0.34(4H-6L)的寄生中频频率和0.4(3H-4L)的寄生中频频率产生在射频通带的两端。瞬时射频带宽的任何延伸都会引起中频频率的重叠，且这种情况不能由中频滤波改正。4H-6L和3H-4L的寄生频率，像所有的寄生中频频率一样，是由混频器的幂级数模型中的立方项或高次方项产生的。 在任一指定区域中，有效的无寄生带宽约为中心频率的10%或(H-L)/10H。要求带宽宽的接收机应当采用位于其中一个区域的中心的高中频。对低于(H-L)/H=0.14的中频而言，寄生频率产生于幂级数模型中相当高的高次方项，因此，它的幅度低到常常被忽略不计。基于以上原因，单变频接收机通常比双变频接收机提供更好的寄生响应抑制。选择两次变频应该总是有根据的。 这种寄生效应图也表明寄生输入响应。一个较强的寄生输入响应产生于B点，在B点，2H-2L乘积在中频通带产生一个混频器输出，其输入频率为0.815。所有N(H-L)形式的乘积都可能产生讨厌的寄生响应。这些频率必须在射频级滤掉，以防止进入混频器。 当两个或多个带外输入信号交叉调制产生一个位于射频通带的第三频率时，就会出现图上没有预示出的寄生输入响应。这种效应是由幂级数中的4次方和更高阶偶次项产生的。举例说，当 （3.3） 时，它的效应就应注意。对混频二极管加正向偏压，以减小高次曲率，可在一些混频器设计中降低交叉调制。 图3.2 下变频器寄生效应图 H表示高输入频率；L表示低输入频率。 平衡混频器 混频器模型和寄生效应图示出单端混频器的频谱特性。在平衡混频器接法中，用对称方式改进了这些特性。两种最常见的平衡混频器的连接形式如图3.3（a）和图3.3（b）所示。 图3.3（a）混频器抑制了由信号频率偶次谐波产生的所有寄生中频频率和寄生射频响应。在不能通过延时实现相减的情况下，本振频率及其所有谐波在信号输入端被抑制掉。变换成中频频率的本振噪声边带，在混频器中频端被抑制掉也是重要的。 图3.3（b）混频器抑制了所有由本振频率偶次谐波产生的寄生中频频率和寄生响应。在用延时得不到射频相移的情况下，本振频率及其奇次谐波在信号输入端被抑制掉。然而，变换成中频频率的本振噪声边带在这种接法中没有被抑制。 镜像抑制混频器 单端混频器有来自幂级数平方律的两个输入响应。该响应产生在高于和低于本振频率而频率间隔与中频相等的点上。称做镜像的这种无用的响应，被图3.3（c）所示的镜像抑制或单边带混频器抑制掉。射频混合接头在本振输入端到两个混频器（也许平衡混频器）之间产生90(相位差。这种相位差对混频器中频输出的影响，使得在一个边带中相移+90(，而在另一个边带中相移-90(。另一个90(相差的中频混合接头使高边带信号在一个输出端相加，而在另一端相减。在宽带宽的地方，中频混合接头是全通型的。 图3.3 平衡混频器：（a）变换信号的平衡混频器； （b）变换本振的平衡混频器；（c）镜像抑制混频器 放大器和混频器的特性 噪声温度 混频器或放大器最常引用的质量因数是它的噪声系数。不过，噪声温度的概念更加有用。第2章详细说明了这些参数在噪声背景下，决定信号的检测能力方面的用途。 动态范围 高频器件第二个有用的质量因数是从均方根噪声到引起动态增益压缩1 dB的信号电平的动态范围。因为均方根噪声与中频带宽有关，故有效的动态范围随中频带宽增加而降低。 对给定的中频带宽而言，平衡二极管混频器表明具有最大的动态范围。不过，在低噪声放大器之后的混频器，其动态范围的降低与放大器的增益成正比。因此，噪声特性和动态范围不能同时达到最佳。这个问题的一种解决办法是采用有源转换器的形式[2][3]。 3.5 本振 本振的作用 超外差接收机利用一个或几个本振和混频器把回波变换成便于滤波和处理的中频信号。改变第一本振频率，对接收机进行调谐，不会妨碍接收机的中频部分。接收机内中频以后的频移通常是由附加本振完成的，附加本振的频率通常是固定的。 脉冲放大型发射机也采用相同的本振，以得到与第一本振有所需频率偏移的雷达载波频率。具有独立“载波”频率的脉冲振荡型发射机采用自动频率控制，来保持载波与第一本振频率之间正确的频率间隔。 在许多早期的雷达中，本振只是把回波频率变换成正确的中频。然而，大多数现代雷达系统要对目标的一串回波进行相参处理。本振实质上是作为一个定时标准，用这个标准来测量回波延迟，以提取距离信息，距离信号的精度小到一个波长的若干分之一。这种处理方法需要在整个雷达系统中有高度的相位稳定性。尽管这些处理技术在其他章节（第15～17章和21章）说明，但它们决定了接收机的基本稳定性要求。 通常称为稳定本振（STALO）的第一本振对处理性能的影响大于发射机的影响。称为相参本振（COHO）的末级本振，通常用于补偿雷达平台运动或发射机相位变化的相位校正。 稳定本振的不稳定性 稳定本振的稳定性要求，一般根据允许的相位调制频谱来确定。干扰调制源有风扇和电机的机械振动或声振动、电源波纹以及稳定本振产生的寄生频率和噪声。一般来说，允许的相位偏移随调制频率增加而减小，这是因为多普勒滤波器抑制上述影响的效率不高。在双脉冲动目标显示雷达中，允许的相位偏移和调制周期之间有着线性关系。它们的比值，即允许的频率调制或“短期频率稳定度”有时在文献中也可见到。这个参数不足以确定相参处理两个以上脉冲的脉冲多普勒或动目标显示雷达的相位稳定性要求。 稳定本振的相位调制频谱是可以测量，并可转换成对动目标改善因子的限制，它们取决于到杂波的距离，以及雷达接收机中的两个级联滤波器的特性，转换过程包括三个步骤，叙述如下。 值得注意的是，一些频谱分析器不能区分所要求的稳定本振频率以下和以上的频率。它们的响应是在每一个指定调制频率的两个边带的能量之和。在对正负多普勒频率具有同样响应的动目标显示雷达中，这一点并不重要。在一些使用对零点非对称的多普勒滤波器的雷达中，需要假设被测量的稳定本振的频谱是对称的。下面有一些使用双边带（DSB）分析仪测量的数据。如果采用单边带频谱（SSB）分析仪，正负调制频率分量只能分开测量，测量时也不作任何对称的假设。确定测量数据是SSB或DSB是必须的，因为这两种数据有一个3dB的差别。 距离相关 大多数现代雷达用稳定本振来产生发射脉冲和对接收回波进行频移。发射机是功率放大器（行波管、速调管、行波速调管、正交场放大器、固态放大器等），而不是振荡器（磁控管等）。正是稳定本振这种两方面的应用导致杂波与距离相关，同时使某些无意义的相位调制分量增大6 dB。临界频率是在发射和接收来自特定距离的杂波回波之间的时间段内使相位改变180(的奇数倍的频率。在这些临界频率点上，从发射时的最大正相位偏移变化到接收时的最大负相位偏移，在中频上使不希望有的回波相位调制加倍。 图3.4示出这种距离-相关滤波器的特性，可用数学表达式表示为 （3.4） 式中，fm为调制频率，单位为Hz；R为距离，单位为m；c为传播速度，取3×108m/s；t为时间延迟，用2R/c计算。 在低调制频率上，短时间延迟可承受较强干扰，如图3.4所示的两种情况。因此，需要对几种时间延迟计算稳定本振的稳定性。 图3.4 距离延迟对杂波对消的影响 例如，稳定本振由120 Hz供电电源纹波产生的相位调制差不多等于在大约100 n mile距离上杂波回波所产生的相位调制（1200 (s延迟导致0 dB距离因子）。15 (s距离延迟的杂波回波的相位调制要比稳定本振的相位调制低38 dB，因为在这种短的时间间隔内稳定本振相位只发生了微小变化。稳定本振加到发射脉冲上的相位与在混频器中从接收回波减去的相位基本上相同。 把被测稳定本振频谱的分贝值和每一个调制频率取决于距离的影响相加，可得到混频器输出的不希望的多普勒调制频谱。 接收机滤波 雷达接收机后续各级的响应是多普勒调制频率的数，因此，可通过这些滤波器的分贝响应与混频器先前频谱求和而得到输出的剩余频谱。 接收机包括两个级联滤波器：中频最佳-带宽滤波器和多普勒滤波器，在现代雷达中，一般都是用数字滤波器实现。图3.5所示的例子包括一个3 dB带宽为1.6 MHz的中频高斯滤波器和具有可变脉冲间周期和时变加权的四脉冲动目标显示。这种动目标显示使某些稳定本振的调制频率比平均值增大5 dB。注意：要使分析正确，动目标显示的速度响应必须定标为具有零分贝增益/噪声，而不是增益/最佳多普勒频率。 图3.5 雷达接收机的频率响应 剩余功率积累 稳定本振对动目标显示改善因子的限制可表示为稳定本振的功率与级联滤波器输出端回波调制频谱总功率的比值（如图3.4和图3.5所示）。 图3.6示出被测稳定本振调制频谱（曲线1）和15 (s延迟对杂波剩余影响（曲线2）的例子。借助图3.4和图3.5所示的滤波器可用计算机程序来修改测得的频谱数据，并可对除了低于100 Hz的调制频率之外的多普勒频谱的总功率进行积累（低于100 Hz的调制频率不能测量）。由于稳定本振的不稳定而产生51.8 dB的对动目标显示改善因子的限制。 图3.7示出相同的被测稳定本振调制频谱有1200 (s距离延迟的影响。在低调制频率上杂波剩余频谱包含了比图3.6所示的杂波频谱更多的能量，但是动目标显示剩余只增加了1 dB。远距离杂波被抑制到几乎与短距离杂波相同的程度。 如果雷达应用了一个以上的多普勒滤波器，则需分别对每个滤波器计算稳定本振的不稳定性。如果单个滤波器的多普勒响应不对称，则正负多普勒带宽的剩余需分开计算，而它们的功率应相加。 应该注意的是，在许多教科书中只分析了简单的双脉冲动目标显示，对动目标显示改善因子的限制的结果表达式不能用于更复杂的多普勒滤波器。这一重要事实往往被一般的读者所忽视。 应该注意的是，大多数教科书的分析假设稳定本振的不稳定性是由于单调制频率或白高斯噪声调制的合成而引起的。但这些假设对实际的稳定本振很少有效，因此必须采用不同的分析方法。 前面所描述的计算机分析方法是，测量稳定本振的有色调制频谱，修改有色调制频谱与距离相关效应和雷达接收机滤波器相适应，并对输出剩余功率进行积累。 不作假设而对稳定本振的稳定性进行求解是一种有效的方法，但是求得的结果必须被认为只是比较给定用途的不同稳定本振的一个质量指标。在具有不同接收机滤波器的其他用途中，相同的稳定本振将有不同的稳定性数值。 图3.6 15 (s距离延迟对稳定本振MTI限制的影响 图3.7 1200 (s距离延迟对稳定本振MTI限制的影响 相参振荡器和定时的不稳定性 现代雷达采用脉冲放大器发射机，相参振荡器对接收机的稳定不构成显著影响。但是，老雷达采用脉冲振荡器发射机，相参振荡器必须对每个发射脉冲的随机相位进行补偿，而且补偿不完善将导致多普勒滤波器输出端存在有杂波剩余。只可能对最近一次发射脉冲的回波进行补偿，而对应于前一发射脉冲产生的回波（跨周期杂波）不能通过脉冲振荡器雷达的多普勒滤波抑制掉，正是这个原因使脉冲振荡器雷达不再常用。对这些老雷达所使用的补偿相参振荡器的方法感兴趣的读者，可参考《雷达手册》（1970年版）的第5章第5节。 当雷达在运动平台上或者杂波是运动的雨或海杂波，相参振荡器的频率将不时地变化，以便对这种运动及时进行补偿，把杂波频谱移到零多普勒频率。如果设计合理的话，在理想环境条件下（只有杂波回波、接收机噪声为典型的实验测试噪声）完成这个工作的伺服结构将不致产生显著的不稳定。但是强的运动目标以及其他雷达的脉冲式干扰的影响有时是很严重的，会使相参振荡器频率从合适的补偿值发生偏移。 发射机和A/D转换器的定时信号通常由相参振荡器产生，定时抖动会降低杂波衰减。但是，定时抖动的影响非常复杂，而且不能准确预测，因此它很少被独立测量。 雷达整机的不稳定性 雷达不稳定的主要来源通常是稳定本振和发射机。基于相同的装置，无论是通过测量还是预测，如果能获得这两个部分的多普勒频谱，对双程稳定本振频谱（通过距离-相关系数变换）和发射机多普勒频谱进行卷积可得到稳定杂波回波的频谱估计。然后将得到的频谱通过两个接收机滤波器滤波，并进行积累，就得到由稳定本振和发射机产生的剩余功率。这种功率可能比稳定本振和发射机单独产生的剩余功率的总和还要大。这些方法可用来分析现有雷达不稳定的来源，或在设计阶段预测雷达性能。 对雷达整机不稳定性的测量可通过雷达天线搜索照射一个稳定的点杂波反射体进行，该反射源能产生接近于（但低于）接收机和多普勒滤波器动态范围极限的回波。在很多雷达阵地要找到适合的杂波源很困难，而在另外的情况通过终止天线旋转来进行这种试验又是不可取的。在这种情况下，可用微波延迟线来给接收机输送一个发射脉冲的延迟样本。这种简单测量已包含了除延迟线回路之外的所有不稳定性来源。定时抖动不会对回波脉冲所有部分产生相同的影响，通常在脉冲中心的影响最小，认识到这一点是重要的。因此，对回波（包括回波前沿和后沿）进行多重数据采样是很必要的。雷达整机不稳定性是多普勒滤波器输出剩余功率总和与多普勒滤波器输入功率总和之比除以这些位置接收机噪声的比值。稳定性是这种比值的倒数，而在通常情况下都用分贝表示。 在具有相位编码发射和脉冲压缩接收机的雷达中，距离副瓣区域的剩余和压缩脉冲的剩余可能很明显。这些剩余是由宽发射脉冲期间而不是仅仅由脉冲与脉冲之间的相位调制产生的。这种雷达稳定性测量必须运用大量数据点以得到对距离分布杂波合理的解答。 雷达不稳定性主要产生回波的相位调制，天线扫描主要产生幅度调制。因此，合成影响是分别由每个因素产生的剩余功率总和。 3.6 增益控制放大器 灵敏度时间控制（STC） 搜索雷达检测幅度变化很大的回波，典型的要大到超过任何固定增益接收机的动态范围。不同的雷达截面积、不同的气象条件和不同的距离所引起的回波强度都不同。但距离对雷达回波的影响超过其他因素。 雷达接收到的目标回波功率与距离或雷达能量传输时间的4次方成反比。距离对信号强度的影响不利于对目标尺寸的测量。但是，为了鉴别虫类、大气异常或鸟群（有时鸟群的雷达反射截面积只略小于喷气式飞机）的雷达回波，就需要鉴别目标的尺寸。当信号超过有效动态范围时，许多雷达接收机会出现不好的特性。这些影响可以用一种称为灵敏度时间控制（STC）的技术来克服。STC使雷达接收机的灵敏度随时间变化，从而使被放大的雷达回波强度与距离无关。 搜索雷达通常采用余割平方天线方向图，它的增益随仰角增加而减小。这种方向图限制了高仰角的功率，因为飞机在高仰角时必然是距离近，探测要求的功率小。不过，在高仰角上，回波功率与距离无关，而与高度的4次方成反比变化。对低仰角雷达回波合适的STC限制了高仰角的覆盖区。STC要求在仰角两端的不一致性严重地限制了STC的应用。 一种更实用的雷达设计思想可以减小由余割平方天线方向图形成的对STC的限制。这种设计思想认为，天线必须在高仰角上辐射比余割平方方向图更多的能量。对此有两个理由：第一，高角度覆盖区被从波束最强的低高度部分进入的杂波而不是由系统噪声所限制；第二，电子干扰（ECM）既减小了雷达最大作用距离，又减小了雷达高度覆盖区。另外，高度覆盖区的损失是很严重的。这两个因素已使余割平方方向图被放弃，而支持一种向上辐射更多能量的方向图。 采用多波束获得覆盖方向图的堆积波束雷达的出现，把STC从天线方向图的限制中解放出来。在这些系统中，每个波束有一个接收机通道，STC可以分别加到各接收机通道中。因此，上波束接收机可以在近距离达到最大的灵敏度，而下波束接收机仅仅在远距离才能达到最大的灵敏度。 现代大多数雷达都用数字化方法来产生STC波形。可通过数字增益控制器直接使用数字指令，也可以先将数字指令转换成电压或电流的形式后控制二极管衰减控制器或可变增益放大器。在休止期内引入测试脉冲，数字控制可校准每一个衰减量以确定实际增益与指令增益的误差。这对单脉冲接收机来说是很重要的，单脉冲接收机是通过比较两个或两个以上波束同时接收到的回波幅度来准确地判断目标的方位或高度位置。准确的测量是依靠对单脉冲接收机的任何增益误差进行补偿来实现。 对老雷达采用的产生模拟STC波形的方法感兴趣的读者，可参阅《雷达手册》（1970年版）的第5章第6节。 杂波图自动增益控制 在某些雷达中，如果灵敏度时间控制增益范围可检测到小飞机，那么山峦杂波能形成超过接收机后续级（A/D转换等）动态范围的回波。这种杂波所占有的空间区域通常是雷达覆盖区中相当小的一部分，因此，自动增益控制有时被认为是，提高灵敏度时间控制曲线以影响弱杂波或无杂波区小飞机检测性能为代价或增加A/D转换器和后续处理位数（以经济为代价）的另一种方法。 杂波图AGC由数字图控制，它测量多次扫描中每一个杂波图单元里最强杂波的平均幅度，并在必要的地方调整增益以保证平均幅度完全低于饱和值。杂波图AGC的一个缺点是，它降低杂波区对小飞机的检测能力，而没有AGC时的杂波将低于饱和值。扫描之间杂波的波动要求在受控的最大平均电平和饱和电平之间有一个6～10 dB的安全范围。另外一个问题是，杂波图容易受到其他雷达脉冲式干扰的破坏。 杂波图AGC能严重地削弱其他关键的信号处理功能，下面这些基本的不相容性妨碍了它在许多类型雷达中的成功运用： 改变两个脉冲间隔区间内的增益会降低多普勒滤波对杂波的抑制。 改变两个距离取样的增益将使得对分布杂波（雨杂波，海杂波）虚警的控制变差（参见3.13节）。 压缩之前距离增益的变化将使发射编码波形雷达的压缩脉冲时间副瓣变差。平缓的STC变化是允许的，而对于大的阶跃变化则不行。 自动噪声电平控制 AGC被广泛应用，以保证A/D转换器有理想的接收机噪声电平。比A/D转换器的量化增量小得多的噪声将使灵敏度受到损失，而过多的噪声又意味着要牺牲动态范围，这一点将在3.11节进行叙述。为了通过响应较慢的伺服系统，控制增益需要在长距离范围内（常超出雷达的测量范围，即在休止期内）获得噪声样本。如果雷达具有在任何放大之前的射频灵敏度时间控制（RF STC）的话，则通过切换到最小增益能获得有意义的休止时间。这将减小可预测的对系统噪声温度的影响,并使外部干扰最小化。大多数雷达在STC之前采用放大器，所以在不影响它们需要测定的噪声的情况下，它们不能衰减掉外部的干扰，而且伺服系统的设计应允许在极限距离上有其他雷达的脉冲和暴风雨或山峰的回波。这种干扰的幅度有时可能很高，但在通常情况下，在360°的扫描中有低的工作比。因此，较好的伺服系统在样本低于所需的中等噪声电平时使计数器增量；在样本高于所需中等噪声电平时使计数器减量，而与偏离无关。计数器的最高有效位控制增益，计数器中较低有效位的位数决定伺服系统的灵敏度。 3.7 滤波 雷达整机系统的滤波 滤波器是接收机鉴别有用回波和多种干扰的主要手段。滤波器大体上可以是两种形式中的某一种：一种是匹配滤波器，它是一种无源网络，其频率响应与发射频谱呈复数共轭。另一种为相关混频器，它是一种将接收信号与发射信号延迟样本相比较的有源装置。假定在一次发射到另一次发射之间接收机滤波器没有记忆；滤波器的响应是对一次发射的响应。 实际上，大多数雷达在天线波束移向另一个方向之前，已向目标多次发射脉冲，而接收到的多次回波是以某种形式结合起来的。回波可以经过一个积累器处理，积累器与匹配滤波器相似，在理想的情况下，它的脉冲响应与扫描天线产生的回波调制相匹配。回波可直接加到平面位置显示器上，由观测员通过视觉把显示点累积成弧形线，弧形线与天线波束宽度有关。可以采用不同的多普勒处理方法（包括MTI），将有用信号与无用目标分离。从雷达系统的观点来说，这些都是滤波工作，将在本书的其他章节另有叙述。虽然从单个目标中滤出一系列回波直接关系着接收机滤波器的稳定性，但是这里所讨论的只是从干扰中取出单个脉冲的有关问题。 在雷达接收机某个点，检波器产生的输出电压为中频信号包络的某种函数。如果检波器提供的是线性函数，则称之为包络检波器；另一种对数检波器将在3.8节另作讨论。线性检波器对不远大于噪声电平的微弱信号的响应已有广泛分析[4]。远离有用回波频谱的各种成对输入噪声频率分量可以互相调制，并在检波器输出端有用频带内产生拍频分量。同样，噪声交调也影响有用频带外的某些信号能量。因此，在包络检波后滤波要比在检波之前滤波的效率低一些。如下面将讨论的那样，所有检波后的电路应当有几倍于回波的带宽，检波前滤波必须最佳化。 定义 读者须注意，对发射信号的脉冲宽度和频谱带宽，滤波器的脉冲响应和带宽，或者由扫描产生的等效天线参数，波束宽度和频谱宽度等术语不存在普遍采用的定义。这些术语总是要用确切的属性描述来规定它们的含义。 能量定义 对噪声背景中雷达回波的检测，基本参数只有发射信号的能量、接收机噪声的能量和天线波束扫描经过目标时接收到的回波能量。这些能量参数定义了具有和实际函数相同峰值响应和能量的矩形函数的宽度。它们惟一目的是使函数的峰值与更重要的能量相联系。 在这些参数中，只有脉冲能量（平均功率/脉冲重复频率）容易测量。脉冲能量可以直接用于雷达距离方程中，而不必区别峰值功率和“能量”脉冲宽度。接收机的噪声或能量带宽常常用于理论分析，但很少在雷达参数表中说明；如果接收机近似于匹配滤波器，则雷达距离方程中连带宽项也不需要。 三分贝定义 为了能根据示波器波形或这些函数的书面直接测出各参数，通常是利用在半功率（3 dB）点或在半电压（6 dB）点上测得的宽度。对与高斯图形相似的函数来说，3 dB带宽十分接近能量带宽；接收机带通一般足够满足这个条件，使得3 dB带宽很有意义。发射机的脉冲形状和频谱一般偏离高斯分布很大。 六分贝定义 尽管天线波束宽度（和接收到的回波数目）往往规定在3 dB点之间，但是，当雷达天线扫描过目标时，波束宽度实际上表示回波响应的6 dB定义；在发射和接收波束不一致的雷达中，通常规定了双程方向图的6 dB点。大多数脉冲形状的定义包括电压参数以10%和90%的点表示的上升时间、下降时间和以50%（6 dB）的点表示的脉冲宽度。同样地，滤波器带通特性通常用6 dB和60 dB点上的宽度来定义。6 dB定义是本章采用的主要定义。 除了习惯用法以外，还有些有力的论据支持采用6 dB参数，见表3.2，若采用6 dB点定义，在大多数实际情况下，白高斯噪声中脉冲检测的最佳带宽－时间积差不多是1。从3 dB或能量定义得到的最佳带宽变化很大，它与脉冲形状和滤波器通带形状有关。若采用这种参数，就不能很快估算出最佳带宽是多少。 分布的杂波、雨或箔条对探测目标的干扰往往比噪声严重得多。通过一个最佳带宽滤波器和最佳带宽积累器，回波在距离上和角度上都展宽；杂波频谱是发射频谱和接收机通带的乘积，这个频谱比发射频谱和接收机通带都窄。因此，6 dB双程波束宽度和6 dB脉冲宽度十分近似于“最佳”接收机积累杂波能量的雷达分辨单元的大小。 表3.2 各种近似的匹配滤波器 脉 冲 形 状 滤 波 器 最 佳 带 宽 时 间 乘 积 失配损耗 （dB） 6 dB 3 dB 能 量 高 斯 高 斯 矩 形 矩 形 矩 形 矩 形 矩 形 二相调制 四相调制 高斯带通 矩形带通 高斯带通 5个同步调谐级 2个同步调谐级 单极点滤波器 矩形带通 高斯 高斯 0.88 1.05 1.05 0.97 0.95 0.70 1.37 1.05 1.01 0.44 0.74 0.74 0.67 0.61 0.40 1.37 0.74 0.53 0.50 0.79 0.7 0.76 0.75 0.63 1.37 0.79 0.5 0 0.51 0.51 0.51 0.56 0.88 0.85 0.51 0.09 6 dB定义的一般用途归纳如下：（1）用于噪声中进行检测的距离方程不需要包括峰值功率、脉冲宽度或接收机带宽；只有积累器的效率要求确定接收脉冲数，并普遍采用6 dB回波的定义。（2）如果带宽和回波宽度都采用6 dB定义，则最佳带宽接近于回波宽度的倒数，这6 dB定义可用于接收机滤波器和积累器。（3）近似匹配的接收机所接收的杂波、雨或箔条干扰能量完全由6 dB脉冲宽度和6 dB双程波束宽度确定。 各种近似的匹配滤波器 鉴别高斯白噪声和有用回波最有效的滤波器是匹配滤波器，它是频率响应与发射频谱成共轭复数的无源网络。匹配滤波器可以处理来自所有距离的回波。相关混频器是一种有源器件，它将发射信号经过延迟后与接收信号进行比较。从数学上看，它与匹配滤波器等效，但是，相关滤波器只对某一特定距离的回波作出响应。因此，它在雷达系统中的应用有很大的局限性。 为了简化设备，或者为了获得对其他形式干扰的更好的滤波能力，往往采用近似的匹配滤波器，表3.2则表明，它们在检测能力方面损耗的程度。这些滤波器的最佳带宽都用滤波器带宽和脉冲宽度乘积的方式列于表中。在典型的情况下，若允许检测能力再降低0.5 dB，则带宽可以偏离最佳值30%～50%。如果采用6 dB定义，实质上对所有实际的滤波器而言，这个相当宽的“最佳”范围的中心接近于单位带宽-时间乘积。 有时，雷达接收机的带宽要超过最佳值，以便允许回波频谱和滤波器通带之间有某些偏差，这种偏差是由目标速度和接收机调谐误差引起的。虽然这样会使雷达更易受带外窄带干扰的影响，如图3.8所示，但它缩短了从脉冲干扰中恢复工作所需要的时间，如图3.9所示。这些图还表明，为了很好地抑制上述两种形式的干扰，滤波器带通特性的形状比其带宽更为重要。应该避免矩形带通特性或冲击响应；越是接近高斯滤波器，则在频域和时域的边缘越好。 在相位编码发射机中，子脉冲的宽度是时间参数。这与子脉冲间隔等同，除了一种情况例外，四相编码采用了6 dB宽度等于子脉冲间隔的三分之四的半余弦子脉冲[5][6]。由于高斯滤波器的冲击响应非常接近子脉冲的形状，所以，四相编码的优点之一是大大地降低失配损失。在接收机末级中的数字相关器可完成匹配滤波。 图3.8 各种滤波器的带通特性 图3.9 各种滤波器的冲激响应 与混频器寄生响应有关的滤波问题 通常最容易在雷达辐射频率之外的某个频率上实现匹配滤波器的逼近。最佳滤波频率是回波带宽与滤波器组件特性的函数。因而在雷达接收机中，就需要一次或多次地利用本振与混频器把回波频率变换为滤波器的频率。 3.4节已阐述过寄生响应是如何在混频过程中产生的。虽然在混频器输入端干扰信号已与回波频率完全分开，但是这些干扰信号仍有可能变换为所希望的中频。雷达抑制这种无用干扰的能力取决于混频器前的滤波以及混频器本身的质量。 镜频是最严重的寄生响应频带。但是镜频抑制混频器能容易地将这些信号抑制20 dB。要是混频器的输入-输出频率比不超过可用滤波器的有载Q值，则滤波器能够在镜频信号到达混频器之前作进一步的衰减。镜频抑制问题乃是有些接收机不能将回波频率一次直接变换为最后中频的原因。 如果下变频器的输入-输出频率比小于10，则混频器的其他寄生输出通常会变得更严重。寄生效应图（图3.2）表示了频率比的某些选择，它提供了宽度约10(中频的无寄生频带。第一中频用得高，就能够消除镜频问题，并提供无寄生效应的宽调谐频带。但是，混频器前面的滤波依然是重要的，因为邻近的寄生响应是低阶的，它能从混频器产生强输出。 除了外来干扰源外，雷达设计者还必须关心内部信号源。动目标显示雷达与脉冲多普勒雷达对于任何这种非相参（即对于每个脉冲发射不同相）的内部振荡源是特别敏感的。因此对于每个回波寄生信号的影响不同，抑制杂波的能力将降低。 一部真相参雷达可由一个单独的稳定振荡器产生包括其脉冲重复周期的全部频率。不仅全部有用频率是相参的，而且全部内部寄生信号也是相参的，它们对于杂波的抑制没有影响。 更为普通的动目标显示雷达与多普勒雷达是伪相参的，如图3.10所示。相参振荡器对于相位检波器是个主要基准，它可以成为决定脉冲重复周期的时钟。相参振荡器也被用来产生偏离非相参本地振荡器的发射频率。本地振荡器与发射机两者都不是相参的。它们的相位对于每个发射脉冲都不相同。仅仅在接收机的中频部分来自固定目标的有用回波才是相参的（(为常数，这里的( 为发射机工作时回波的相位）。实际上混频器的全部寄生输出都是非相参的，它们在中频产生起伏信号。 在准相参雷达中，惟一可被相参的寄生分量是镜频。如图3.10所示，一个脉冲频谱会有相当宽的边缘，且能和镜像频带重叠。中频的折叠频谱在匹配滤波器的通带内有两个分量。如果中频相对带宽大，则无用镜像分量可能很明显。只有在相参时，才不会使杂波的对消变差。 考虑有一个伪相参雷达，其脉冲重复周期是由一个独立源产生的。当相参振荡器的相位( 在脉间变化时，虽然固定目标回波相位变化相等，但寄生镜像回波的相位变化相反。固定目标回波的对消被限制到寄生回波电平。 很明显，雷达的全部滤波能力以及其增强有用回波与抑制无用干扰的能力，会被各混频级的寄生响应所降低。动目标显示雷达与脉冲多普勒雷达对此特别敏感。如果每次发射脉冲时，相参振荡器都不同相，则动目标显示雷达与脉冲多普勒雷达对杂波抑制便不会有预期的改善。所有雷达对偏频干扰都敏感，除非在到达混频器之前就滤波，否则它在有用中频频带内会产生一个可检测的输出。 如果接收机的滤波器不完全稳定，则动目标显示或脉冲多普勒处理和抑制杂波的能力会减低。接收机的传输特性（增益、延迟和通带或冲击响应）必须不变，以便它对各个回波脉冲的影响是同样的。 上述讨论的混频器寄生响应和3.5节讨论的稳定本振与相参振荡器问题，仅仅是所遇见的最可能的不稳定源，也需要注意接收机的其他单元，以避免不稳定性问题。振动或电源的波纹会引起增益与相位调制，在射频放大器中尤其是如此。除非纹波频率是脉冲重复频率的谐波，否则这种调制将使杂波的衰减降低。 图3.10 伪相参雷达：（a）框图；（b）回波的射频频谱；（c）回波的中频频谱 3.8 对数器件 特性 精度 对数器件与中频放大器的输出正比于中频输入的对数，常以多个线段来逼近对数特性。通常是由等长度比与可变斜率的各线性线段拟合成一条接合良好的对数曲线。每一段在两点上是准确的，而在两端与中心处有最大的误差。误差值(7(随线段的长度比而增大。图3.11示出该误差是如何随线段的长度比（又称每段增益）变化的。实际上，各“线性”段间的接合并不是突变的，接合良好的对数曲线其误差要比理论误差小。 对数检波器与放大器通常设计成各级可调。容许调整各段的斜率与（或）长度，以便有良好的接合。测试时，该单元加一个由测试装置送来的精确指数衰减的中频波形。调整该单元得到线性衰减输出，这样就得到正确的调整量。 动态范围 对数检波器或放大器的动态范围取决于线性段的数目N和线性段的长度比G。 （3.5） 一个设计良好的对数检波器，九级就可以有80 dB的动态范围，且其误差小到( 0.2 dB。 带宽 对数检波器和放大器的带宽通常随信号电平而变。由于这个缘故，对数器件通常设计成超过带宽，且在前面加上滤波器，以确定接收机的带宽。然而，对数器件本身的大信号带宽可以用图3.12所示的方法测得。输入电压由Vi 升至 Vi+3 或6 dB时，工作点由A变至B。这时频率在两个方向变化，变到把工作点置于C处的两个频率。同样结果也可用改变频率直到输出减小3S或6S的方法来得到。这里的S是V/dB特性。此时工作点位于C'处，与C位于同一曲线上。由于带宽与信号电平有关，若可能的话，对数放大器应采用低于门限的信号来调整，而把对数放大器脉冲响应当做性能的一个标准。 图3.11 线性逼近对数曲线的逼近误差 图3.12 测量对数放大器带宽的方法 脉冲响应是用一个中频脉冲信号测量。该中频脉冲信号的上升与下降时间要比被测对数器件的上升与下降时间快得多。上升时间为输出由(20S升到(S点所需的时间，下降时间为输出由(S降到(20S点所需的时间。由于对数特性，下降时间趋于直线，且超过上升时间。 模拟对数器件 对数检波器 人们熟悉的对数检波器形式为逐次检波(6(，其中将N级相同限幅器的检波输出相加，如图3.13（a）所示。如果每一级具有的小信号增益为G，限幅输出电平为E，则各近似段相交而成的曲线可用下式表示 （3.6） 式中，n为检波器效率；Ei(M)表示与各线段交点对应的各个输入的电平，且 （3.7） 独立变量M为开始饱和的级数，它仅取1～N之间的整数值。 1/G幂级数形式的非对数项仅对对数精度有很小影响。当M由2变至N时该项的逐次差为E/GM-1。因此，该项的整个趋向是，在输出端产生一个偏移，使得在最高信号电平时对数精度只有一个微小的损失。 典型的9级对数检波器（如图3.13（b）所示）可有( 4 dB的精度、80 dB的动态范围，以及30 MHz时5～10 MHz的带宽。可是，Rubin[9]提出过一个4级逐次检波的设计，该设计的中心频率为800 MHz，带宽为640 MHz，据称其脉冲响应时间为2.5 ns。 （b） 图3.13 对数检波器：（a）对数检波器逐次检波形式； （b）9级对数检波器，每级的增益调整示于晶体管下方 对数放大器 对数中频放大器可由N个相同的双增益级级联而成。如果每个放大器都有一个门限值ET，低于ET时增益为固定值G，而高于ET时增量增益为1，则此时就有一个精确的对数响应。各近似段相交而成的曲线可表示为 （3.8） 式中，Ei(M)表示对应于各线段交点的输入电平， （3.9） 独立变量M为开始饱和时的级数，取1～N之间的整数值。在双增益对数放大器的情况下，全部线段的交点都落在对数曲线上。 典型的9级对数放大器可以有80 dB的动态范围，总带宽有5 MHz或更大。典型精度在70 dB的动态范围内为(1/4 dB，在满动态范围内为(1 dB。 典型级的细节如图3.14所示，其电压特性如图3.15所示。每级包含一个由串联二极管限幅器接成桥式电路的衰减器，以及接在后面的放大器。无输入电压时，电流在两限幅器二极管之间等分。当二极管D2通过全部电流或者不通电流时达到门限值。如果忽略各二极管上的电压降，那么，当 图3.14 双增益IF级 图3.15 双增益级的电压特性 （3.10） 时，便发生这种情况。幅度在门限值以上的信号按因子R/(R+Rf)（即放大器增益的倒数）被衰减。因此，该区域内的增量增益为1。由于有直流偏置电压，故应用了隔直电容，这是此种限幅器的特点。 数字化对数处理 要进行数字化处理，就需要涉及在任何非线性运算之前、在模数转换和抑制杂波干扰的数字多普勒滤波以后进行的分段线性数字逼近法。以2为幂的二进位形式的数字化语言可以写做 （3.11） 式中，M是除左边的全部系数都为零之外的地方。注意，这里的M实质上与前面提到的M具有同样的意义。以2为底的E的对数为 （3.12） （3.13） 整数(N－M)变成对数首数，而分数的级数为对数尾数的线性近似。如果尾数至少有4位，则逼近法的精度达(0.25 dB。通过可编程只读存储器（PROM），把线性逼近变换为实际尾数，精度可提高到任意需要的程度。 数字对数功率合成器 用对数格式，则数据中需要储存或处理的位数很少，而且许多数学计算比较简单。例如，采用线性格式求电压（I和Q）的合成均方根是复杂的，并且存在一些误差。而采用对数格式，处理过程简单，结果又精确。 EMBED Equation.3 （3.14） （3.15） 式（3.15）的最后一项是PROM的输出，用 作为地址。 通过比较两个变量以确定较大值（L）和较小值（S）可以大大减小PROM的尺寸。 （3.16） 式（3.16）比式（3.15）的最后一项需要更少的地址位数，因为它的最大值是3 dB。PROM 的地址也是单极性的，而且可限制在L和S的某个比率上（对于该比率值，PROM的输出降到0）。 对数功率合成器便于进行功率（平方律）积累。许多变量可通过附加对数比例因子进行加权而且能连续地累加，用对数功率合成器把每一个和以前的部分功率和组合起来。比起先前的方法，对多个回波进行平方律积累能提供更高的灵敏度，但是模拟信号处理是不可能的，而用一般的数字信号处理则花费较高。 3.9 中频限幅器 应用 当接收到的信号使接收机的某几级达到饱和，而接收机的这几级又没有专门设计以对付这种饱和时，在信号消失后其运行状态出现畸变会持续一段时间。视频级最易受到攻击而且比中频级有更长的恢复时间，因此通常在最后的中频级包含有一个限幅器，这种设计是为了在限幅信号消失后快速恢复到正常的运行状态。限幅器可能是为了防止任何后续级的饱和，或者是为了允许A/D转换器的饱和而设立的，器件设计一般要解决中等的过载状态。 3.10节所述的中频相位检波器需要限幅器来产生依赖于相位而不依赖于幅度的输出。它应用于锁相伺服系统和相位单脉冲接收机。 当杂波回波电平大于滤波器能将回波抑制到低于噪声的电平时，有时在多普勒滤波器之前使用中频限幅器以控制虚警率。中频限幅器广泛应用于早期的两脉冲MTI，但是它对现代雷达更复杂的多普勒滤波器的性能有强烈的影响。虽然它只适合于相位鉴别的CFAR （参见3.13节），但是在多普勒滤波后应用这种CFAR处理的雷达中是有用的。 特性 限幅器是一个当输入信号幅度变化范围很大时，其输出仍为常数的电路或类似电路的组合。带通限幅器的输出波形为正弦波，而宽带限幅器的输出波形接近于方波。 限幅器有三个基本特性，其相对重要性取决于应用。它们是有噪声时的性能，幅度均匀性与相位稳定性。当输入信号变化范围较宽时，这些特性变得都很重要。幅度均匀性与相位稳定性在很大程度上取决于限幅器的设计，它们是对其质量的直接衡量。 噪声 当存在噪声时，限幅器的性能用限幅信号埋没在噪声中造成的失效及不同于输入信噪比的输出信噪比来表示。Gardner[10]对带通限幅器给出近似（但有用）的关系式。当信号与噪声同时存在时，它表示了限幅对信-噪功率比的影响。 （3.17） 当 (( 1 时 （3.18） 这是限幅器抑制同相噪声分量的结果，留下的仅是与信号竞争的正交分量。 ， 当 (( 1时 （3.19） 噪声使弱信号受到的轻微抑制，近似于降低检测能力，这可以认为是3.13节所述的相位鉴别恒虚警率技术中的限幅器所引起。严格地说，这些等式不能应用于脉冲雷达回波的检测；与只有噪声的情况相比较，它们与信号加噪声的概率分布无关。可是，随着限幅器的带宽-时间乘积增大，式（3.19）求出的对最小可检测信号的影响就越来越精确。 Gardner也给出了输出功率与(S/N)i的关系： （3.20） 当(S/N)i (( 1时，输出信号功率可看成是常数；而当(S/N)i (( 1时，则输出信号功率可看做是输入信号功率的线性函数。这一点在设计锁相回路时颇为重要。 幅度均匀性 任何单级的限幅器在输入信号幅度变化范围很大时都不能呈现固定的输出。如果考虑一个完全对称的在 削波的单级限幅器的话，有一个原因很明显。限幅门限的均方根输出为E/2，当限幅器完全饱和，且其输出波形为矩形时，该值会上升到(4/()(E/2)。 实际情况是，幅度性能也受每一个限幅级的输入和输出之间电容性耦合、晶体管与二极管中的电荷储存，以及RC时间常数（它使偏压随信号电平而变）的影响。由于这些原因，在需要有良好的幅度均匀性时，要使用级联两级或更多级的限幅器。 相位稳定性 限幅器的相位随信号幅度的变化的测量要比分析更容易。Calaway(11(用五个普通的限幅器电路通过一系列试验，得出了一些非常有用的结论。他提出，在采用电流型开关组态时，晶体管可提供最大的相位稳定性，而当电荷储存效应不明显时，串联型二极管可提供更好的整体性能。 在已知的各普通型限幅器中，对于它们的相位稳定性有两个值得注意的共同点。各种情况的“峰-峰”输出可用开关固定电流与电阻之乘积来表示；这些限幅器已作为可用功率开关型限幅器叙述过。其次，任何特定限幅器电路的幅变相移通常和它的工作频率成正比。它随信号幅度变化的特性用ns/dB表示要比用(/dB表示为好。 3.10 相位检波器与同步检波器 定义与特性 相位检波器、同步或相敏检波器和平衡混频器之间的区别有时并不明显。这是由于完成这些功能的模拟电路很相似。但是通常认为，这种独特电路当输出端只有相位信息时是相位检波器，当输出端兼有相位与振幅信息时则作为同步检波器，而当输出端兼有相位、振幅与频率信息时则称做混频器。但这种约定对于多普勒频移则例外。 相位检波器的输出特性通常符合图3.16所示的三种之一。特别是，某给定检波器的特性并不是一成不变的。Gardner[10]提出了这个检波器的特性取决于所加信号形状的三种情况。某些形式的二极管检波器在正弦波输入时为正弦波特性，而在方波输入时为三角形特性。在有些情况下，由三角波转为正弦波的特性时会伴随着信号电平的降低或引入噪声。 在某些要保持最大信息的高性能系统中，可以用一对正交的同步检波器工作。它们的工作可用下面的图解来表示。 （3.21） （3.22） 第一行和第二行分别表示同相（I）和90°相位差（Q）的工作。如果检波器产生的是相位角的三角形函数，而不是正弦函数，则两个输出仍可用同相和正交分量来表示，但是它们将用引号（“I”与“Q”）来区别。在这种情况下，检波器是当做相位检波器，而不是当做同步检波器来工作的。 应用 MTI雷达 在几乎所有的动目标显示雷达系统中，相敏检波器都是个关键部分。它用来检测目标在脉冲间运动所引起的回波矢量相移。加到检波器的基准信号由第二本振送来。由于第二本振和发射信号相参，故称为相参振荡器。相位检波器允许回波信号以视频信号形式或者以代表回波矢量的算术形式储存起来。 为了降低成本和便于维护，早期动目标显示的对消器往往只有一个相位分量。在这样的对消器内，三角波形式的“I”分量用于大回波，用来使I特性中dE/d( 接近于零处所发生的盲相效应为最小。对于限幅电平以下的回波，“I”特性变为I特性，并允许有盲相效应。“I”特性不适用于三个或更多个脉冲的对消器。这是因为加权和平滑变化的多普勒矢量有关。在任何情况下，兼用I与Q时，会有最好的性能。 相位与相位变化跟踪器 相位检波器用来精确地测量由其他方法分离出的目标的速度。高精度是因为在测量中应用了长时间基线。径向速度的第(N+1)次测量可由下式得到 （3.23） 式中，c为光速；(为雷达角频率；(N为第N次测量的相位；PRT为脉冲间隔时间。实际上这个信息的取出需要一个如跟踪回路那样的滤波器。 图3.17（a）表示一个相位跟踪器。其中预测相位(p连续地和被测相位(M比较。从预测相位(p的导数得到速度。由于跟踪器是测量相位（它相当于距离），该系统受加速度的限制，因此没有被广泛地应用。 图3.17（b）示出一个相位变化跟踪器。其中预测相位差((p连续地和被测相位差((M比较。它是从取跟踪器前面的相位的导数得到的。在这种情况下，速度与预测相位差((p成正比。由于跟踪器测量的相位是变化的（它相当于速度），故该系统不受加速度的限制。滞后误差只是由下一个高阶导数——冲激引入。 单脉冲测角 在单脉冲雷达中，利用一对天线喇叭形成两个瞄准方向稍有不同的相似波束。两个天线口连接到有“和”、“差”输出的混合接头。“差”口的天线方向图在两波束之间有一个零值，而“和”口方向图有一个峰值。这些混合接头的输出称做差信号（(）与和信号（(）。 图3.18（a）表示最普通的比幅单脉冲结构。由(通道上放大信号取出的自动增益控制，使得两个通道上匹配的变增益放大器有一个与(-1成比例的增益。放大的“差”通道信号(/(被同步检波，以保持相位的极性。这种单脉冲接收机对于雷达和目标都有限制，即要求从一个脉冲到下一个脉冲期间目标的回波幅度只有很小的变化。 图3.17 相位检波器的应用：（a）相位跟踪器；（b）相位变化跟踪器 图3.18 单脉冲接收机：（a）比幅；（b）比相 图3.18（b）所示的单脉冲接收机便没有这种限制。在这种接收机中，用正交混合接头将幅度信息转换为相位信息。混合接头输出的A ( jB与A jB被变换为中频频率，最后彼此作相位检波。作这种应用的相位检波器应具有锯齿特性,此时其输出为 2sin-1 式中，K为常数,等于 。用相位斩波器使B的极性交变，以便修正接收机的相位误差。它利用一个检波器后的换向开关来变动。 记录 雷达回波有时需要记录，以便随后进行分析，这项工作通常由数字计算机来完成。数字记录要防止记录中数据的减少，同时也要给计算机提供直接的通道。如果动态范围比较小，I与Q信号就可以被记录。在动态范围大的地方，可以利用相位和对数幅度来减少位数。例如，考虑有一个在72 dB动态范围内需要3%记录增量的系统。I与Q记录需要有各为17位的两个通道。而用相位与对数幅度记录，对于同样的性能只需8位的两个通道。在表3.3中进行了详细的比较。 表3.3 I,Q与相位、对数幅度记录的比较 参 数 I,Q记录 相位、对数幅度记录 最低有效位（LSB） 最高有效位（MSB） MSB/LSB 位数 1/32 4000 128000 各17 0.03 rad 2 rad 256 8 0.28 dB 72 dB 256 8 相位检波器举例 乘法检波器 选通电子束管以及在有些范围内的电子束偏转管，曾用做模拟乘法器，以得到信号与参考波形的乘积。它们为自限幅，在饱和电平附近产生由I到“I”特性的渐次转变。当它们用做同步检波器时，动态范围受这些器件的高噪声电平限制。这种形式的乘法检波器也可以用一种场效应晶体管（FET）乘法器来完成，如同Highleyman与Jacob[24]所提出的那样。 平衡二极管检波器 图3.19（a）所示的平衡二极管检波器由于其非常良好的特性而得到广泛的应用。当该检波器加两个频率为(、相位差为( 的正弦波时，其输出可用下式表示 （3.24） 在这些条件下，特性是正弦形的，且纹波无基频成分。在带宽容许时，检波器可在方波输入下工作，此时呈现一个三角形特性。 可以买到组件形式的这种电路，它包含一对平衡宽带变压器与匹配的热载流子二极管。在3～100 MHz频率范围内，该检波器的两个口之间有35 dB的隔离度。这种单元可以使用的最高频率限制为1 GHz。 理论上，动态范围是由输出端的最大信噪比决定的。但是实际上，它受不平衡的残余与起伏的限制。这种形式的极为精确的检波器可以有50 dB的可用动态范围。 重合相位检波器 图3.19（b）所示的重合检波器可提供一个三角形输出特性。当ES与ER同相时，“与”门B有一半时间重合，而“与”门A不重合。在此条件下有最大的负值输出。当ES与ER反相时，存在相反的情况，此时有最大的正值输出。通常三角形特性的顶点呈圆弧形。可是，在每个通道中应用一个隧道二极管门限时，该检波器就有很尖锐的顶点。 重合相位检波器具有基频的波纹频率成分。更高的波纹频率是由“异或”门逻辑产生的，但是它会造成引起麻烦的电压偏移。 图3.19 （a）平衡二极管检波器；（b）重合相位检波器 模拟-数字相位检波器 图3.20所示的相位检波器测量信号与基准波形的正（或负）零交叉点之间的时间间隔。一对零交叉检波器可在它们各自的交叉点处产生尖锐的尖峰信号。基准通道的尖峰信号使“复位-置位”（R-S）触发器置位，而信号通道的尖峰信号将它复位。当触发器处于“置位”状态时，被选通的振荡器产生一个时钟波形，而计数器测量其间隔长度。滤波是由一个缓冲寄存器来完成的。 这种相位检波器的分辨力由时钟频率与信号中频(2之比确定。在有距离波门的跟踪雷达中，信号带宽在选通后会剧烈地变窄而信噪比不受损失。于是合成信号就可以转变为很低的中频频率而没有频谱重叠问题。 在该系统中，滤波器接收一个持续时间比响应时间短的信号，于是滤波器在其自然频率上出现冲击激励产生的减幅振荡。如果锯齿相位检波器在0和360°两点之间产生不超过一个末位码的结果，则滤波器的自然频率距离标称频率（(1）的偏移（((）必须非常小。在给定滤波器公差与计数器速度时，要得到最佳精度，必须使交叉检波器的频率等于其几何平均值。 这种相位检波器可以做得相当精确。但是，Gardner[10]注意到，在它与类似器件连接时，其信号质量必须高到足以保证触发器能可靠地工作。事实上采样和保持相位的窄带滤波器可解决这个问题。 图3.20 模拟数字相位检波器 数字相位检波器 在绝大多数现代雷达中，在提取有用目标回波的相位（和幅度）之前，用数字多普勒滤波器来衰减杂波干扰。这里雷达回波数据是带有实部（I）和虚部（Q）的数字形式；前面讨论过的相位检波器（需要IF输入）就不适合了。 最简单的提取相位是通过3.8节描述的方法把雷达回波数据转换成对数格式。相位检波器的输入由I和Q的极性以及log2I2和log2Q2的极性构成。这两个极性确定象限。象限内的相位是log2I2－log2Q2的PROM函数。 3.13节的鉴相CFAR允许未加处理的相位信息，与3 b的相位提取相比，其优点甚微。3 b数字相位检波器可以用线性的或对数的雷达数据来提取象限信息，它仅仅通过比较I和Q的幅度大小来实现。PROM地址由九种状态组成： 保持噪声中每一个相位输出的概率相等对这种应用而言是很重要的[13]；对符合边缘条件（I＝0，Q＝0或(I(=(Q(）的数据必须给相邻象限预先规定一致的旋转方向（顺时针或逆时针方向）。在原点（I＝0，Q＝0）处的伪随机相位输出是必须的。 编码脉冲反杂波系统（CPACS）解码器[13]需要kcos( 和ksin( 形式的数据，而不是相位(的数据。这种转换能通过第二片PROM完成。当k=7时，可得到3 b输出；输出状态为0, (5和(7。当k=3时，可得到2 b输出；输出状态为0, (2和(3，这种情况引入了容差。 3.11 模拟-数字转换器 应用 模拟-数字转换器在现代雷达系统中得到了广泛应用。雷达数据的数字处理趋势导致要求实时地变换数据的快速转换器。 数字化动目标显示是需用这种高速转换器技术的一个例子。这里，以不小于接收机带宽的速率对同步检波器的输出进行采样，数字结果储存在大型的数字存储器中。由存储器读得的数据，可以与随后的雷达“观察”的相应回波作比较。由于该方法的灵活性及其得到的动目标显示速度响应特性，是以前用模拟存储器件时所不能得到的。 很多跟踪雷达利用转换器对跟踪波门中的回波进行编码。在这种情况下，通用计算机提供跟踪目标以及为了得到距离与速度输出所需的全部计算。计算机可提供精确的数据平滑与稳定特性。 高速转换器被用来对堆积波束雷达的高速信息进行编码。它容许采用目标位置的算术内插法。当然，随变换产生的误差被消除。 转换器另外应用在数字化记录方面。它用于要分析大量的数据，或者要分析独立事件的场合。在这种情况下，用磁带将编码数据存储起来。然后，以算术精度非实时地对结果进行分析。 数据格式 最常用的数字数据格式是以2为底的幂级数形式： （3.25） 式中，E为模拟电压；N为二进制数字的位数；bi为第i个二进制数字的状态。通用计算机的编码为串行形式，而专用高速计算机的编码为并行形式。 Grey码被用在某些形式的异步转换器中，这样，编码数据可以从转换器连续地读出。这种码使得只要改变单一数字就能完成全部的邻近变换。利用Grey码可以大大减小这种情况下的瞬时误差值。 雷达系统中的转换器对于负值输入通常采用补码形式的以2为底的幂级数数据格式。这简化了转换器与随后的计算。在补码的数据格式中，转换器从最小的负值计数到零，然后继续从零计数到最大的正值。符号位表明使用哪一半范围。对于二进制补码可用下式表示： （3.26） 对于二进制反码，则 （3.27） 可以看到，对于0反码有两个二进制值，通过抑制其中bi全为1的一个，可消除混淆。 同步 转换器的工作有同步或异步两种方式。在同步方式下，转换器根据指令对模拟数据采样、译码并存储结果。异步转换器则连续地跟踪变化的模拟输入，且数字输出实际上是由终端设备采样取得的。异步转换器应使用Grey码格式，以避免在数字变化瞬间对输出采样发生大误差的可能性。 性能特性 信号带宽 终端设备所用的数字数据通常是采样的。这个“数字信号”的带宽被限制为采样频率的一半。 分辨力 转换器的分辨力依位数而定。对于一个N 位的转换器，如果转换器确实是单调的，也就是，如果对一个模拟斜坡函数的响应为一个均匀的二进制数列，则分辨力为Emax/(2N-1)。这个特性通常在慢变化模拟输入时实现，但是必须在脉冲情况下验证。 动态范围 如果A/D转换器对回波矢量的两个分量采样（I和Q），那么每一个分量中包含一半的噪声功率和100%的信号功率。动态范围就是指在任何相位条件下不饱和的情况下，A/D转换器能处理的最大中频信噪比。 （3.28） 式中，N为包括符号位的数据位数；( 为I或Q支路的噪声均方根值；LSB为电压的最低有效位。 量化噪声 被采样的噪声电压变换为整数会引入一个附加的随机误差。如果虚警率保持恒定，要获得所需的检测概率，就必须增加回波信号强度。 ( ≥LSB （3.29） 采样 当信号带宽如此之大，以致使各次采样之间的模拟电压变化太大时，瞬间信号会因采样过程而失真[15]。当指数充电不完全时，则产生变换误差。采样间隔内信号幅度的变化会引起一个完全独立的滞后误差。电流流过存储电容器会产生IR的压降，只要开关断开，它就一直存在。 开关的有限断开时间产生一个附加误差。信号在这期间内趋于平均，而采样电压不能精确地和开关开始断开瞬间的电压相符。断开开关所需的时间有时称做孔径时间。 表明变换误差与滞后误差情况的设计数据如图3.21所示。具有3 ns的RC时间常数与50 ns的采样间隔的实际线路被用在高速模-数变换中。可以看出总误差小于0.001%，而在信号频率为0.5 MHz时，延时误差为0.46%。应当强调，大采样误差在雷达系统中并不总是致命的。例如，在动目标显示雷达中，由于固定回波该误差值在各重复周期中都是重复的，因此可在对消器中用减法将它消除。 图3.21 采样电路误差 多路复用 如果A/D转换器的变换速率高于所要求变换速率的两倍。I,Q两路数据可由同一个A/D转换器处理。由于I,Q信号必须同时被采样，所以A/D转换器通常采用一对采样保持电路。一路采样I支路，另一路采样Q支路。它们存储的电压在下一个采样时间之前被顺序地变换成数字码。另外，在I或Q支路加一个延迟线，便可使用单个信号采样保持电路完成两路的采样保持任务,但是延迟线中脉冲的失真和定时误差会限制这种方法的应用（参见3.12节）。 3.12 I/Q信号失真的影响及补偿措施 增益或相位的失衡 如果I通路和Q通路的增益不正好相等，或者它们的相参振荡相位基准不正好相差(/2弧度，则单一多普勒频率的输入信号会在输出端产生镜像多普勒频率。如果电压增益比是(1±Δ)或者相位基准相差((/2±Δ)，那么频率为－fd的寄生镜像与频率为fd的所需输出相比，电压是Δ/2倍，功率是Δ2/4倍或20(lgΔ)－6dB。 简单的MTI产生一个对称的抑制凹口把零多普勒频率附近的杂波抑制掉，镜像频率信号就不成问题，它被抑制到与真多普勒频率相同的程度。早期的MTI雷达允许这种相位失衡以简化硬件设备，它仅处理I路或Q路信号，而不是二者都处理。 现代雷达通常设置多普勒滤波器来抑制由于雷达平台的移动而产生的动杂波或雨、海浪杂波，在衰减频带内的杂波的镜像信号能够出现在通带内，所以必须保持高度的平衡性。图3.22表明，在比较大的I/Q增益失衡时，补偿前与补偿后这种多普勒滤波器的测量结果。注意到理想滤波器的多普勒副瓣与通带镜像频率大小相似，频率响应的波动范围大小取决于输入信号的相位。 起伏响应是镜像频率和滤波器对输入多普勒频率的副瓣响应这两个分量矢量相加的结果。它表示了作为输入信号相位函数的增益变化。如果暴风雨回波有一个速度并产生了这种起伏，则滤波器输出剩余的幅度统计值将与输入统计值有很大的区别，而与噪声相似。在3.13节中所描述的振幅-鉴别CFAR处理方法对于这种统计变化非常敏感，在降雨地区虚警率明显增大。为了使增益起伏保持在±1 dB内，镜像频率信号必须被抑制到比多普勒滤波器的副瓣低18 dB，因此极低的多普勒副瓣可能是不可取的特性。相位-鉴别CFAR忽略了所有的幅度信息，而更多地容忍寄生信号响应。 增益失衡和相位失衡所导致的误差可通过在所关心的最大距离之外向接收机注入一个多普勒测试频率（Test-tone）进行测量，其频率在理想滤波器副瓣响应（如图3.22（b）所示）的零点和镜像频率的峰值响应（如图3.22（a）所示）[16]附近。滤波器的输出表明了这个误差，从共轭滤波器获得的相位基准允许把这个误差分为增益失衡和相位失衡两个分量。利用两个伺服系统来使这个误差减小到可以容许的程度（如图3.22（b）所示）。 图3.22 测得的多普勒滤波器响应：（a）2 dB I/Q增益不平衡产生 低于18 dB的镜像寄生频率(-fD)；（b）所有寄生信号都低于噪声 相位误差可用微变移相器来校正，移相器放在一路或两路馈送给同步检波器的相参振荡器线路内。增益误差可通过在I,Q通路的任一路或I和Q两个通路内中频、视频或数字级增益的微变来校正。视频增益控制常常会增大这些级的非线性，数字控制则更为可取。应从PROM中选择一组适合于所测得的增益失衡的滤波器加权系数[16]。但是不能用分离的乘法器来对I或Q通路数据定标，因为这将大幅度地增加经定标的多普勒滤波器输入的位数。经定标的数据中较低有效位的截断实际上将使定标系数随信号电平而变化，这将产生一些想不到的和不希望有的特性。 对回波脉冲中心的多普勒频谱的测量如图3.23（a）所示，它表明了伺服系统对增益和相位失衡进行补偿的程度。 然而，如下所述，对移动杂波干扰产生的镜像多普勒能量的抑制实际上可能大大小于这种在脉冲中心测量的结果。 时间延迟和脉冲波形失衡 如果I通路和Q通路对回波脉冲的频谱响应不相同，那么这两种脉冲将在脉冲波形或时间延迟上稍有不同。如果使用宽度比雷达回波长得多的多普勒测试频率（Test-tone）脉冲，那么增益和相位伺服系统将补偿接收机通带中心的误差。但是视频级的设计必须十分小心，以确保补偿接收机的整个通带。最佳的通带滤波应在中频上而不是在基带上，因为在中频上对I通路和Q通路的影响相同。视频带宽应比中频宽许多倍，并用精密器件控制。 对这个问题的测试是对所希望的输出和与发射波形相同的多普勒偏移测试脉冲产生的寄生镜像频率的测量。其方法是对脉冲宽度内大量采样点进行测量，直到在脉冲前沿和后沿不再能分辨镜像频率为止。动杂波回波的镜像抑制为 （3.30） 式中，PDn为采样点n的多普勒功率；PIn为采样点n的镜像功率；N为采样点数。 在图3.23（b）中回波边缘的采样点很明显表现了这个问题。回波幅度被放大，采样点的幅度接近图3.23（a）中的幅度，但镜像响应变差了15 dB。 I, Q通路的非线性 因为视频级（I和Q）很难得到比IF或RF更高的动态范围，所以非线性一般首先在这些级上显示出来。部件的容差常常导致I,Q通路不同程度的非线性，这会产生如图3.23（c）所示的各种寄生多普勒分量，其中包含一个在A/D饱和的几分贝内的脉冲。 理想的多普勒输入信号为 （3.31） （3.32） 每个视频通路的响应可用幂级数表示。为了简便，只考虑对称的变形。包含剩余增益失衡Δ的A/D的输出为 （3.33） （3.34） （3.35） 图3.23 接收机中产生的寄生多普勒频率：（a）由I&Q通路的增益或相位差产生的镜像，其在脉冲 中心的采样值超过噪声49 dB；（b）由I&Q通路的时延差别产生的镜像，其在脉冲边缘的采样值超过 噪声48 dB；（c）由I&Q通路的立方失真产生的负3次谐波，其在脉冲中心的采样值超过噪声58 dB 将式（3.34）和式（3.35）代入式（3.32）就得到表3.4中所列的多普勒频谱成分的幅度。要注意的是，如果I,Q的非线性是相同的（a=b，c=d），则在-5f和3f上的寄生分量将不会出现，镜像将与输入信号幅度成比例。在零多普勒频率上的寄生信号不是由直流偏置产生的，它是以上方程中被忽略的偶次非线性的结果。-3次谐波是非线性所产生的主要寄生分量。 表3.4 由I/Q的非线性产生的寄生多普勒分量 多普勒频率 频谱成分的幅度 -5f A5(c-d)/32 -3f A3(a+b)/8+5A5(c+d)/32 -f A(Δ/2)+3A2(a-b)/8+5A5(c-d)/16 (输入) f A(1+Δ/2)-3A2(a+b)/8-5A5(c+d)/16 +3f A3(a-b)/8+5A5(c-d)/32 +5f A5(c+d)/32 直流偏置 偏置A/D转换器输出的平均值会使小信号和接收机噪声失真，除非多普勒滤波器抑制了这个成分。实际上，因为所有的位都在-1～0之间变化，它们的积累误差使得电压的增量比其他的较难预知，所以人为地给一个偏置去控制A/D是很好的。在A/D输出端，给定的偏置能够被减去，这种减法器的输出应保持趋近于零。 没有多普勒滤波器的接收机的虚警控制有时会由于LSB中的小部分误差而变差；因此，对A/D的模拟输入端进行修正比对误差敏感点进行修正更可取。对噪声极性（不考虑零）反应灵敏的可逆计算器是理想的误差检测器，它的最高有效位被转化为模拟电压，并被加至A/D的输入端。许多未用的低有效位被用来控制伺服系统的反应时间和阻止干扰脉冲，因此不管这些脉冲多大，都不能对补偿产生大的影响。 3.13 恒虚警率检测处理 应用 许多雷达工作在其接收机内部所产生的噪声不是主要干扰源的环境中。不希望有的云雨和杂波回波以及从别的辐射源来的无用信号经常会超过接收机噪声电平，这些干扰源可完全淹没雷达显示屏上的观察信号。它们也能使试图跟踪所关心的有效目标信号的计算机系统或者使连接到远程用户的窄带宽数据系统过载。 数字判定处理常常包括在数字处理系统的输入端和输出端的门限准则。在每一端上都可以确定有用目标的检测概率和来自噪声或上述干扰源之一的虚警概率。观察PPI显示器的操纵员可能会作出相似的决定，因此虚警的概念被应用到了大多数雷达系统中。 无论是操纵员还是数字处理器都想使虚警率保持在一个适当的常数上，使得当有强烈干扰变化时雷达能自动地调整它的灵敏度。具有这种性能的接收机叫做CFAR接收机。 在老式雷达中，恒虚警率处理是用模拟电路实现的，《雷达手册》（1970年版）的第5章第8节对其作了叙述。事实上，在现代雷达中恒虚警率处理的数字实现方法非常普遍，因为它能提供用以前的方法所不能实现的精确度和先进的性能。 下面所述的恒虚警率处理用于雷达接收机中数字信号处理器的每一个距离采样点，与目标是否存在无关。这样高的处理速度使得专用计算机比通用可编程类型的计算机更经济。下面将介绍两种应用最广泛的CFAR处理设备，并定义它们对雷达灵敏度、雷达距离分辨力和方位精度的影响。其他的CFAR处理技术将在8.2节中介绍。 如果对于雷达距离分辨单元所关心目标的物理尺寸较小，而在相对于距离分辨力为较大的区域内干扰信号呈现适当的均匀分布，则可采用这个事实来鉴别目标和干扰。 振幅-鉴别CFAR（单元平均CFAR） 图3.24（a）表示的恒虚警率处理被称做距离平均CFAR或单元平均CFAR，它是《雷达手册》（1970版）的第5章第8节所表述的对数CFAR技术的数字衍生技术。它对相邻距离单元（CFAR区域）的信号平均强度进行估计，并对中心距离采样点的信干比进行计算。因为这种估计是基于有限的采样数，所以它会在真值附近产生波动。相对于估计值不波动时所需的信噪比，即为获得给定的检测概率所要增加的信噪比，被称为CFAR损耗。 图3.24 用于识别点目标和分布式干扰的现代数字信号处理器： （a）鉴幅恒虚警（单元平均）；（b）鉴相恒虚警（CPACS） 天线波束扫过目标时多个重复周期的数据可以积累。因此干扰的估计值实际上取决于一二维数据矩阵。当相互独立的数据样本数增加时，CFAR损耗会减小，但是相邻的数据样本很少是相互独立的。IF滤波器使相邻的噪声样本在距离上部分相关，而多普勒滤波器（MTI）使相邻重复周期的噪声样本相关。根据Hansen的统计数据[17]，式（3.36）给出这两个滤波器对CFAR损耗的影响。 振幅-鉴别CFAR损耗(dB)= （3.36） 式中，x=-lgPFA ；PFA=10-x ；M为积累的距离样本数；N为积累的重复周期数；h为积累数据的无效因子（功率平均 = 0，电压平均 =0.09，对数平均 =0.65）；i为检测后积累的有效因子（在 个脉冲积累之后， ；在 个脉冲积累之前，i=0.7）；B6为IF滤波器的6 dB带宽，单位是MHz；ts为采样间隔，用(s或1/B6表示，取较小者；D6为多普勒滤波器6 dB衰减带宽，单位是Hz；PRF为多普勒滤波器数据的平均脉冲重复频率，单位是Hz。 功率平均使干扰估计的波动最小。电压或对数数据平均会产生更严重的估计波动， 因子表明了这一点。对数数据格式一般有以下四个方面的优点： （1）在足够的精确度下，用较少的数据位可以覆盖较大的雷达回波动态范围。 （2）信干比的计算仅需要用对数数据做减法，而不需要用电压或功率数据做较困难的除法。 （3）运用3.8节描述的对数功率合成器可以很容易地对CFAR区的数据求功率之和。 （4）功率或电压可以同样方便地实现多个重复周期的积累。 虽然计算信干比之前的积累可提供较小的CFAR损耗（ ），但是采用图3.24（a）所示的序列通常也是可取的，这是因为它能应付相邻重复周期之间干扰电平的变化。如果在计算信干比之后积累，那么间歇干扰（阻塞干扰或来自其他雷达的宽脉冲干扰）不会引起虚警的增加，也不会降低灵敏度。如果将1 b滑窗检测器用做积累器，则式（3.36）分母中括号内的项就可以忽略；滑窗输入的虚警率定义为ｘ。当有多普勒滤波器时，必须注意，要减少独立噪声的输入数； m/N检测准则须被当做具有下列准则的等效滑窗准则： （3.37） CFAR区域的大小受到干扰区域大小的限制，在该区内干扰强度可认为有合理的固定值。为了保持对典型的直径为2～3 n mile的暴风雨中心警报的控制，CFAR区域应该扩展到离被检测单元小于1 n mile的范围内。为了避免在暴风雨前沿和暴风雨区域后沿过多地发出警报，最好在“早期”与“晚期”CFAR区域内分别估计干扰，并取两种估计的较大值而不是平均值。较大值CFAR的损耗仅比平均值CFAR大0.1～0.3 dB[18]。 雨回波的脉冲频谱比噪声回波的脉冲频谱窄，它是中频带宽与发射脉冲频谱的乘积。如果有合适的最佳中频带宽，衰减因子为 ，则对云雨回波电平的估计比噪声电平的估计有更大的起伏，而且由于这个单独的因素而使得暴风雨中的虚警率为 。如果风切变不足以在多普勒滤波器的输出端产生比单独噪声更宽的干扰频谱（雨杂波加噪声），则由于这种因素，采用积累器能引起云雨虚警率额外的增加。 因此，积累器只能用于多普勒滤波器产生的噪声带宽比典型云雨（15～30 kn）的多普勒频谱窄的雷达中。 如果没有采用后置检测积累器，则用垂直极化或圆极化时对海杂波虚警的控制非常好，而用水平极化却非常差，这是因为回波幅度的统计特性有很大的不同，而且它还依赖于压缩后脉冲宽度、波束宽度等等。如果多普勒滤波器能保持海杂波剩余等于或小于噪声电平，则可采用积累器而不产生虚警问题。多普勒滤波器部分频带中的海杂波剩余频谱与输出噪声的频谱不同，而且混合频谱比单纯噪声频谱宽。在剩余海杂波可与噪声比较的条件下，虚警率将会下降，这是因为复合干扰在脉冲周期间的相关性比噪声单独存在时小。 云雨、海回波（具有垂直或圆极化和脉冲压缩后宽度超过1 (s）的幅度分布与噪声没有明显的区别，而且平均值随距离变化缓慢。而地杂波随距离变化则快得多，因此，在相邻单元中平均杂波是对中心单元杂波的较差估计。如多普勒滤波器不能很好地将地杂波抑制到低于噪声电平以下，则这种CFAR处理必须补充其他技术来控制虚警。这些技术将在8.2节和这一章的“杂波图恒虚警”小节中讨论。 相位-鉴别CFAR（CPACS） 在通常的噪声电平比限幅电平要高得多的情况下，另外一类采用限幅器的CFAR接收机完全湮没了回波中的幅度信息[19]。这些接收机完全靠限幅器输出端相位图随时间的变化来区分所需回波和干扰回波，这是建立在它与发射相位编码有多大相关程度的基础上的。这项技术常常被称为脉冲编码反杂波系统（CPACS），在图3.1中标注了该系统所包含的部件，图3.24（b）中更详细地解释了这些部件。 与振幅-鉴别技术相比较，对于强度变化的干扰，相位-鉴别技术的速度响应没有问题。这些技术只是检测回波对预置相位图匹配程度的好坏，也能容忍信号强度的高速和大范围变化，比如来自另一个雷达的脉冲干扰。 从根本上讲，限幅会破坏一些信息，导致了某些性能的下降。限幅处理降低了噪声中的检测能力[20]，但是如果限幅器带宽时间乘积超过20，这个损失就降低到大约1 dB。类似地，限幅降低了比较两个以上脉冲的但在每个波束中照射目标不多于20次的MTI雷达的杂波衰减能力。因此，多普勒滤波必须在限幅处理之前以避免这种杂波中的性能损失。在3.10节中讨论的数字相位检波器提供了数字多普勒滤波器进行CFAR处理所需的数据。3位相位数据已足够，而2位就会引起超过0.6 dB的CFAR损失。当k=7或3时，PROM就把相位（(）转化为 和 。 发射机脉冲宽度不应超过暴风雨区的大小（约为25 (s），对于这些中等的脉冲宽度，二相或四相编码比频率调制更好。四相编码[5][6]特别有利，因为高斯IF滤波器的冲击响应接近于编码的半余弦子脉冲的还原，把IF滤波器和数字相关器组合起来能得到几乎完美的匹配滤波器。四相编码的距离取样损失和频谱邻路干扰也明显地优于二相编码。 两种编码类型都具有简单CPACS解码器的优点（数字相关器不需要乘法运算）。与分支点发射相位编码相对应（但具有相反的极性），每一个取样相位经过0(,(90(或180(旋转后，CPACS解码器[13]只需要加上MC个相邻距离数据样本。当点目标回波处于数字相关器的中心位置时，这些相位旋转使得所有分支点的相位相同，并产生最大的输出。噪声或分布杂波产生随机的相位状态，使平均功率输出降低MC（相位编码的子脉冲数）倍。 CFAR损耗如式（3.38）所示，它在形式上与振幅-鉴别CFAR损耗相似。积累器对云、雨或海杂波的虚警控制的影响也是相似的。 相位-鉴别 CFAR 损耗(dB)= （3.38） 式（3.38）中除了参数MC等于二相编码或四相编码中的子脉冲数目外，其他所有参数的定义方法与振幅-鉴别CFAR的定义方法相同。 与振幅-鉴别技术相比，不需要辅助的CFAR处理，具有3.25 (s发射脉冲宽度的CPACS就能够控制瑞士阿尔卑斯山杂波剩余引起的虚警。IF限幅器被调整到当信噪比接近MTI改善因子电平时开始限幅。限幅器影响了杂波的扫描调制频谱，由此引起杂波剩余比MTI的输出噪声有更宽的多普勒频谱。CPACS忽略了与限幅杂波极为不同的杂波剩余的幅度特性，而积累器十分适用于较宽的剩余频谱。 对距离分辨力和方位精度的影响 CFAR处理可能会严重降低探测两个仅在距离上分离的目标的能力。距离分辨力一般由CFAR区域的大小决定，这个区域是接收机输出端回波信号宽度的许多倍。 分辨概率（Pr）是发现两个给定距离间隔的目标的概率与发现两个间隔很远的目标的概率之比。如果没有其他规定，分辨力就是当Pr=50%时相同的SwerlingⅠ型目标之间的间隔。 当两个目标回波平均强度不同时，振幅-鉴别CFAR处理特别容易出问题。当较强的目标回波处于较弱的CFAR处理区域时，如果把强回波包括在干扰的估算内，将导致弱目标回波的丢失。采用功率平均和缺乏检测后积累会增加这种影响。在这些条件下，当积累的距离样本数等于或小于24时，即使是两个平均强度相等的SwerlingⅠ型目标的回波，在同一次扫描中检测到两个目标的概率为零。 解决这一问题最好的方案是在估算干扰前对CFAR处理区域中最强的样本值[21]和邻近的样本值进行编辑。因为回波通常影响一对样本值，所以编辑单个样本值[21]是不够的；强回波将影响3或4个样本值。 图3.25示出这种编辑提供的较好的分辨概率。没有这种编辑的功率，平均的分辨概率为零。没有这种编辑的电压，平均则产生较差的分辨概率，即使两回波有相同的平均强度，也是如此（虚线所示）。可以看到，当一个目标相对另一个目标而言，有相当大的有效雷达截面积时，编辑3个取样值能在较大程度上避免性能的降低。距离采样彼此间隔发射脉冲宽度的75%或IF滤波后回波6 dB宽度的60%。具有这样采样值编辑的振幅-鉴别CFAR处理，可提供的分辨概率主要依赖于起伏目标回波平均功率的比值；信噪比和距离间隔（在CFAR区域内）对其影响很小。 相位-鉴别CFAR（CPACS）处理能提供的分辨概率主要依赖于距离间隔；信噪比和回波平均功率对它的影响很小。在回波重叠区，较大的回波提供主要的相位信息。较弱的回波仅仅提供编码的一部分，在极端情况下，重叠区内比较弱的回波信息内容完全被淹没。即使两个目标有相同的平均功率，但它们独立的起伏特性通常表明一个回波实际上强于另一个回波，因此分辨概率仅在一定程度上略优于两个目标的尺寸明显不同时的分辨概率。 图3.26中列举了一个强回波信号对弱回波一部分信号的切削影响，其中的（b）,（c）,（d）图分别对应于3种不同的重叠情况。在这个例子中使用了28 B四相编码[5][6]。在重叠区域，回波数据的丢失使得峰值幅度相应减小，同时距离副瓣有一些变差。在图3.26（d）中，当峰值低于检测门限时，较弱的回波便不能被探测到。图3.26中的描述没有包括噪声和强回波的副瓣，尽管他们的影响很小，但必须选择一个编码，而且这个编码的切削副瓣应远低于允许它们通过的门限值。这个因素在选择一个好的编码时需要考虑，但常常被忽略。 图3.25 编辑3个单元采样值改善了相互CFAR区域内（1对12单元区） 2个Swerling I型目标的距离分辨力 图3.26 强目标后沿重叠在弱目标回波上对CPACS切削的影响， 各图重叠的编码段数不同：（a）0;（b）5;（c）10;（d）15 由式（3.39）可估算出相位-鉴别CFAR的距离分辨力为 （3.39） 式中，Δt为能够得到50%分辨概率的两个回波的时间间隔；T 为发射脉冲宽度。其典型解接近发射脉冲宽度的一半。 如果根据CFAR处理检测目标处的起始方位与终止方位的平均值来推算每个目标的方位，方位精度可能降低。当两个目标在距离和方位上都分开时，CFAR处理将推迟一个目标的起始发现，并提前另一个目标的终止探测。目标看起来在方位上比实际情况分得更开。 仅对检测判决使用CFAR处理可避开这一问题。这种方法把大量的振幅数据传送给数据处理器以决定方位、距离，并判定是否存在两个在方位和距离上存在着细微差别的目标。 杂波图CFAR 采用杂波图可提高对在杂波中接近切线飞行的飞机的探测能力。接近零多普勒频率的回波信号被用于衰减地杂波的多普勒滤波器所抑制，但是，地杂波不可能固定不变地覆盖大片区域。山包屏蔽会形成一些不存在杂波的阴影区，在这些区域中对飞机的探测能力被称为杂波间可见度，这就是使用杂波图CFAR的基本理由。 为了提供最大的杂波间可见度，杂波图单元的间隔必须不大于方位波束宽度和压缩后脉冲的宽度。每个单元多次扫描的平均电压或功率由指数加权或积分得到，检测门限应依照某一因子提升到这个值之上，该因子是提供所要求的噪声中虚警概率所必需的。如果没有使用检测后积累，可假设扫描间杂波起伏具有与噪声类似的统计特性，这种起伏可以是由于风吹动叶簇而产生的。 Nitzberg[22]已经算出了指数加权积累器的CFAR损耗，这个积累器具有功率输入和反馈因子(1-w)。他的结论可以描述为 杂波图CFAR损耗(dB)= （3.40） 式中，x为虚警概率指数。为了使数据的位数最少，杂波图数据实际是以对数形式存放的，把方程转换为对数格式，电压或功率积累都可得到。 杂波图CFAR是建立在假设杂波统计特性不变的基础上。移动的暴风雨、人为干扰、来自其他雷达的脉冲和类似的动态变化的杂波情况，可能产生过大的虚警率。在发生过多虚警的波束中自动关闭这些通道是必要的。 杂波图也可用来测定那些能量太强，以至于不能用多普勒滤波器将其压制到低于噪声水平的杂波位置。为取得效果，在这些位置和相邻的方位上必须适当地抬高检测门限值[23]。扫描雷达波束在它的前后沿产生剩余，在这些部位回波微弱，但变化迅速，如在波束中心附近一样。 3.14 双工工作 优点 双工工作由两个接收机组成，它们同时处理来自两个发射频率的回波。为了避免峰值功率6 dB的增加，发射是不重叠的，但是需要两个相同的接收机同时接收它们的回波。虽然这使接收机和信号处理机的花费增加了一倍，但要求的单个发射机或多个发射机的平均功率大大降低，因此，在大多数情况下，双工工作减少了总的费用。 一些发射机，特别是固态发射机，更接近运行在器件的峰值功率极限，而不是平均功率极限，如果有更宽的脉冲宽度，则它们的花费会降低。具有不同脉冲宽度的双工通信处理允许其脉冲宽度超过两倍。 最小探测距离决定了两个脉冲宽度的较小者。由于无论在哪个频率发射期间，都不能接收到回波信号，所以窄脉冲放在第二个发射。 最高速度目标对压缩脉冲的影响限制了较宽脉冲的宽度。数字相位编码和非线性调频为低多普勒目标提供了低失配损耗，但是在最大的多普勒频率处失配损耗和压缩脉冲的距离副瓣变差，脉冲越宽，变得越差。线性调频的失配损耗较高，但是多普勒频率对失配损耗或距离副瓣影响很小。不过，线性调频和非线性调频都产生一个作为多普勒频率函数的距离偏移，它们可以测得前几分之一秒或后几分之一秒目标所在的位置。在两个接收机中，这些距离偏移必须匹配到压缩脉冲宽度的一小部分的程度，否则，双工工作提高灵敏度的优点就不能完全体现。而且，距离精度也会降低。 图3.27示出探测Swerling Ⅰ型目标时双工工作灵敏度的得益随检测概率PD的增加而增加的情况。例如，当PD为90%时，双工工作总信号功率要比单工的低2.6 dB。若发射脉宽加倍，则还有3 dB的得益，或进一步降低对峰值功率的要求。在图3.27中有如下假设： （1）两个频率点回波在检测判决之前，在电压或功率上相加，不进行单独的检测判决。 （2）两个频率的间隔足以使它们的SwerlingⅠ型起伏相互独立，这取决于在距离维上目标的物理长度lr。最小的频率间隔为150 MHz/lr (m)；对于长度6 m（20ft）以上的飞机，25 MHz将完全保持双工工作的得益。 （3）两个脉冲发射的能量相等。在PD为90%时，2:1的不平衡仅牺牲0.2 dB的得益。 推荐的实现方法 回波可通过一个宽带低噪声射频放大器进行放大，但是应当使用射频滤波器，在混频器之前把它们分到两个独立通道中。在需要快速调谐或频率捷变时，一个可行的方法就是使用开关滤波器组。有时对那些不注重高杂波衰减的雷达可采用钇铁石榴石（YIG）滤波器。如果两个回波在同一个混频器中处理，在中频（IF）进行分离，那么这个非线性器件产生的寄生信号会大大降低杂波衰减。寄生频率的数目比图3.2 示出的多得多，而且强得不能容忍。虽然在混频前分离能解决最大的寄生问题，但是它不能消除共用的射频（RF）放大器中类似非线性的影响。为了避免这些问题，两个频率的间隔必须是用于发射定时的时钟频率的整数倍。这可确保静止物体产生的重叠杂波回波在每次发射后有相同的相对相位，这样射频放大器的失真的影响就是重复的。 图3.27 双工工作可提高接收机的灵敏度 通过运用上边带和下边带，单一的本振可产生两个工作频率[24]。 使两个接收机的中频相差几兆赫，每个本振频率可提供四个工作频率选择。这样便可减少满足规定调谐要求所需本振的数目。如果每个中频信道设计成工作在不同的边带，那么发射频率就可按两个中频频率之和隔开。采用单边带可以按两个中频之差分隔发射频率，因为不能满足上面所述的条件1，所以对小飞机不能完全发挥双工工作的优点。 参 考 资 料 1 Brown,T.T.:Mixer Harmonic Chart,Electron.Buyer’s Guide,pp.R46,R47,June 1954. 2 Barber,M.R.:A Numerical Analysis of the Tunnel Diode Frequency Converter,IEEE Trans., vol. 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