【自动化】一款具有恒压充电功能的车载充电器

【自动化】一款具有恒压充电功能的车载充电器 更多相关文档资源请访问。 摘要 随着能源、环保问题的日益突出，电动汽车成为近年来迅速发展的一种新型汽车，并且有着巨大的发展空间。目前，限制电动汽车发展的主要问题是车载能源问题，要完全用动力电池替代传统的汽油，除了改进电池性能外，还要发展完善的辅助充电设备，因而研制一种方便、快捷、高效的充电器是必不可少的。 本文的目标是设计一款具有恒压充电功能的车载充电器。论文首先对常用的蓄电池及充电进行了简要地介绍，并对充电器的总体结构进行了设计。 为满足电动汽车蓄电池恒压充电的需求，将大功率开关电源变换技术应用于电动汽车车载充电器中。将有源功率因数校正电路与DC/DC电路相结合，以达到预期效果。并结合实际充电要求，给出了电动汽车车载充电系统的总体#设计#，并就方案中涉及到的升压式APFC电路、DC/DC降压电路做了具体介绍，并在各环节中进行了方案比较与选型。 最后，利用Matlab软件中的Simulink模块对该车载充电系统模型进行建模与仿真。试验结果表明，该车载充电器设计方案满足各项设计要求。 关键字:电动汽车 车载充电器 APFC技术 DC/DC变换器 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 ABSTRACT About the research and design of the electric vehicle charger is a very important part of the electric vehicle control system.For this field,I designed an charger of electric vehicle. In order to fast charge without damage, the battery of electric vehicle use of High-power switching power conversion technology.In order to achieve the desired results,combined with active power factor correction circuit and DC / DC Converters.And combined with the actual charging requirements,design of electric vehicle charging system design,Specific introduction on the circuit involved in the program,such as the Boost-APFC circuit,DC / DC Converter and PID control circuit.Especially in the part of DC / DC converter design,listed several design plan.And a description and comparison of design plan. Finally,Used the Simulink of the Matlab,to modeling and simulation for the charger of electric vehicle that designed.The results showed that the charger of electric vehicle for designed to meet all the design requirements,and has the value of the application. Key words: Electric vehicles; The charger; APFC; DC / DC Converter 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 摘要 ................................................................................................................................................. I ABSTRACT .................................................................................................................................. II 目录 ............................................................................................................................................. III 1绪论 .............................................................................................................................................. 1 1.1研究背景 ............................................................. 1 1.2研究目的与意义 ....................................................... 2 1.3国内外发展现状 ....................................................... 2 1.4主要研究内容 ......................................................... 4 2系统方案设计 .............................................................................................................................. 6 2.1设计的基本原理 ....................................................... 6 2.2设计方案与选型 ....................................................... 7 2.2.1整流滤波的设计方案与选型 ....................................... 7 7 2.2.2功率因数校正电路的设计方案与选型 ............................... 2.2.3功率因数校正控制方式的设计方案与选型 ........................... 9 2.2.4 DC/DC电路 .................................................... 11 3前级Boost APFC电路设计 ...................................................................................................... 19 3.1 Boost APFC主电路的硬件设计 ......................................... 19 3.1.1功率因数的定义 ................................................ 19 3.1.2主电路参数设计 ................................................ 20 3.2 Boost APFC控制电路的硬件设计 ....................................... 22 3.2.1单周期控制Boost PFC电路的工作原理 ............................ 22 3.2.2 单周期控制Boost PFC变换器稳定性分析 .......................... 25 3.2.3 Boost PFC电路数学模型的建立 .................................. 27 3.2.4控制电路设计 .................................................. 28 4后级Buck电路设计 .................................................................................................................. 35 4.1 Buck主电路 ......................................................... 35 4.1.1 Buck变换器工作原理分析 ....................................... 35 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 4.1.2 Buck变换器参数计算 ........................................... 38 4.2 Buck控制电路 ....................................................... 38 4.2.1传递函数的建立 ................................................ 38 4.2.2校正网络设计 .................................................. 39 5系统仿真 .................................................................................................................................... 42 5.1 Boost APFC电路仿真 ................................................. 42 5.2 DC/DC降压电路仿真 .................................................. 44 5.3 总电路图 ........................................................... 46 6总结与展望 ................................................................................................................................ 47 参考文献 ....................................................................................................................................... 48 附录 ............................................................................................................................................... 49 致谢 ............................................................................................................................................... 50 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 1绪论 1.1研究背景 19世纪后半叶的1873年，英国人罗伯特•戴维森(Robert Davidsson)制作了世界上最初的可供实用的电动汽车。这比德国人戴姆勒(Gottlieb Daimler)和本茨(Karl Benz)发 [1]明汽油发动机汽车早了10年以上。 戴维森发明的电动汽车是一辆载货车，长4800mm，宽1800mm，使用铁、锌、汞合金与硫酸进行反应的一次电池。其后，从1880年开始，应用了可以充放电的二次电池。从一次电子表池发展到二次电池，这对于当时电动汽车来讲是一次重大的技术变革，由此电动汽车需求量有了很大提高。在19世纪下半叶成为交通运输的重要产品，写下了电动汽车需求量有了很大提高。在19世纪下半叶成为交通运输的重要产品，写下了电动汽车在人类交通史上的辉煌一页。1890年法国和英伦敦的街道上行驶着电动大客车，当时电动汽车生产的车用内燃机技术还相当落后，行驶里程短，故障多，维修困难，而电动汽车却维修方便。 而电动汽车最盛期是在19世纪末。1899年法国人考门•吉纳驾驶一辆44kW双电动机 [1]为动力的后轮驱动电动汽车，创造了时速106km的。 1900年美国制造的汽车中，电动汽车为15755辆，蒸汽机汽车1684辆，而汽油机汽车只有936辆。进入20世纪以后，由于内燃机技术的不断进步，1908年美国福特汽车公司T型车问世，以流水线生产方式大规模批量制造汽车使汽油机汽车开始普及，致使在市场竞争中蒸汽机汽车与电动汽车由于存在着技术及经济性能上的不足，使前者被无情的岁月淘汰，后者则呈萎缩状态。 电池是电动汽车发展的首要关键，汽车动力电池难在“低成本要求”、“高容量要求”及“高安全要行驶中的电动汽车求”等三个要求上。要想在较大范围内应用电动汽车，要依靠先进的蓄电池经过10多年的筛选，现在普遍看好的氢镍电池，铁电池，锂离子和锂聚合物电池。氢镍电池单位重量储存能量比铅酸电池多一倍，其它性能也都优于铅酸电池。但目前价格为铅酸电池的4-5倍，正在大力攻关让它降下来。铁电池采用的是资源丰富、价格低廉的铁元素材料，成本得到大幅度降低，也有厂家采用。锂是最轻、化学特性十分活泼的金属，锂离子电池单位重量储能为铅酸电池的3倍，锂聚合物电池为4倍，而且锂资源较丰富，价格也不很贵，是很有希望的电池。 说到电池，就不能不说充电器。电动汽车车载充电器是一种专为电动汽车的车用电池充电的设备，是对电池充电时用到的有特定功能的电力转换装置。 随着电子技术的飞速发展，蓄电池已经日益广泛的运用在交通运输、电力、通信等部门的设备中，它已经成为最重要的关键系统部件之一。它的安全可靠运行直接关系到整套 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 设备的可靠运行。蓄电池的充放电过程以及蓄电池系统的可持续放电时间也会影响整个系统的可靠性。 而随着汽车行业的日益壮大，电动汽车已经成为一个很重要的发展方向。所以，对于蓄电池的相关研究越来越广泛。而作为蓄电池的充电设备的车载充电器则是电动汽车研究必不可少的一个环节。 1.2研究目的与意义 从八十世纪到现在，全球的汽车工业经历了从无到有长远的发展。汽车在人类的工作、生活中成为不可或缺的工具，然而在创造无限经济价值的同时，汽车在行驶过程中排放的温室气体已成为全球气候变暖的主要致因，伴随而来的能源枯竭和环境污染更加让国家不堪重负。除了面对传统燃油汽车尾气排放造成的污染，还要面对石油资源的过度消耗所引发的环境与能源问题。 在我国大城市的大气污染已不能忽视，汽车排放是主要污染源之一，我国已有16个城市被列入全球大气污染最严重的20个城市之中。我国现今人均汽车是每1000人平均10辆汽车，但石油资源不足，每年已进口几千万吨石油，随着经济的发展，假如中国人均汽车持有量达到现在全球水平——每1000人有110辆汽车，我国汽车持有量将成10倍地增加，石油进口就成为大问题。因此在我国研究发展电动汽车不是一个临时的短期措施，而是意义重大的、长远的战略考虑。 电动汽车以其良好的环保、节能特性, 成为当今国际汽车发展的潮流和热点。目前世界上许多发达国家的政府、著名汽车厂商及相关行业科研机构都在致力于电动汽车技术的研究开发与应用推广。 车载电动汽车充电器是电动汽车大规模商业化后不可缺少的组成部分, 如何实现车载充电器对蓄电池快速无损伤充电是电动汽车投入市场前必须解决的关键技术之一。 1.3国内外发展现状 我国在镍氢电池和锂离子电池的产业化开发方面均取得了快速的发展。电动汽车其他有关的技术，近年都有巨大的进步，如:交流感应电机及其控制，稀土永磁无刷电机及其控制，电池和整车能量管理系统，智能及快速充电技术，低阻力轮胎，轻量和低风阻车身，制动能量回收等等，这些技术的进步使电动汽车日见完善和走向实用化。 新能源汽车的发展方向有多种，但其中之一的氢燃料电池技术不成熟，成本昂贵，是20年之后的技术。2007年1月，汽车和动力电池专家Menahem Anderman博士在美国参议院能源与资源委员会作证时下此结论。中国也没有氢燃料电池反应所必需的铂。虽然没有公开申明，但据传国家内部决策层曾明确表示中国不适宜发展氢燃料电池汽车，只作为科研跟踪项目。另外就主要采用甲醇、乙醇等低成本液体燃料的技术来说，由于大量采用玉 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 [2]米、粮食作为原料，导致全球粮价连续上升，这也不可能成为中国的技术选择。 还有一种燃料技术清洁柴油，即含硫量低的柴油(含硫量低于350ppm的柴油)，使用能使动力平均比汽电动汽车油机节约30,的能源。不过因为国内的柴油品质不佳，频繁的油荒总是从柴油开始，此外柴油得不到国家政策支持。 从技术发展成熟程度和中国国情来看，纯电动汽车应是大力推广的发展方向，而混合动力作为大面积充电网络还没建立起来之前的过渡技术。今年中外车厂都先后推出了混和动力和纯电动汽车。比亚迪先后展示了F6DM和F3DM双模电动车和F3e纯电动车。长安与加拿大绿色电池生产商Electrovaya 合作，共同拓展加拿大新能源汽车市场，首推奔奔纯电动版。美国通用汽车公司推出了以电动为主的Chevy Volt混合动力车，Mini Cooper推出了其纯电动版电动汽车。但混合动力车动力系统复杂，成本昂贵。比亚迪F3DM有两套动力系统，其公布的动力系统成本增加了5万元，相当于每年要节省8千元的油费才能比传统汽油车经济。不过混合动力车省油有限，丰田Prius省油大致10%-20%，奇瑞A5-ISG在北京奥运试运期间公布的省油参数为10%。可以算一笔帐，假设家庭年行驶2万公里，汽油车百公里油耗7.5升，年油费9450元，混合动力车省油20%节省了1890元，无法抵消其车价成本的增加。混合动力的优势是保留了传统汽油汽车的使用生活方式，根据汽油和电动机混合程度，充电次数和传统汽油汽车加油次数相当，或者不用充电。行驶距离机 也不受限制。 纯电动车省去了油箱、发动机、变速器、冷却系统和排气系统，相比传统汽车的内燃汽油发动机动力系统，电动机和控制器的成本更低，且纯电动车能量转换效率更高。因电动车的能量来源——电，来自大型发电机组，其效率是小型汽油发动机甚至混合动力发动机所无法比拟的。纯电动汽车因此使用成本在下降。按比亚迪F3e纯电动车公布的数据，百公里行驶耗电12度，依照0.5元的电价算，百公里使用成本才6元。而其原形车F3汽油车百公里耗油7.6升，按目前6.2元的油价，成本是46.5元。相比之下，电动车的使用 [3]成本才是传统汽油汽车的八分之一。 纯电动车的缺点是它改变了传统汽车的使用生活方式，需要每天充电。传统的汽车使用习惯是大致一到两周加一次油。而且每次出行也有几百公里的距离限制，虽然一个家庭远距离出行可能一年就这么几次。 在电动汽车行业迅猛发展的同时，电动汽车车载充电器成为电动汽车大规模商业化后不可缺少的组成部分。目前市场缺乏有影响力的厂家，规模较大的供应商包括:比亚迪、许继电气、奥特迅、国电南瑞、动力源、珠海泰坦、郑州双新电器等。 随着我国充电器市场的迅猛发展，技术工艺的优劣直接决定企业的市场竞争力。了解国内外充电器生产核心技术的研发动向、工艺设备、技术应用对于企业提升产品技术规格，提高市场竞争力十分关键。 欧美地区对充电器管控比较严格，品质要求也很高。为了确保安全，充电器会逐步要求增加电池的温度检测、定时关断、过充保护、甚至电池识别等功能。加上电动汽车新标 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 准的实施，国外对充电器符合安规，特别是EMC方面也会更严格。美国西北太平洋国家实验室开发的PNNL智能充电器可能会成为电动汽车的标准充电器。它能与当地电力公司紧密连接，可以知道当地电力价格，以便让汽车在非繁忙时间充电，这样一年可以为车主节省约150美元能源费用，能在电网超负荷时自动停止充电。 三洋电机株式会社旗下的三洋能源公司生产的车载智能充电器，具体地说是用于实现车载插头与万能充电器的连接而进行充电，其主要采用车载插头与万能充电器连接，低压极片设置在万能充电器上。在万能充电器上分别设有USB接口、mini USB接口及扩展接口。XtremeMac公司全新推出的iPod车用车载充电器适用于iPod所有系列，Car Charge是一款安全的iPod充电器，因为它具有可更换保险丝的设计，可避免因短路所造成的损害。 我国电动汽车的相关研究工作经过了“八五”和“九五”两个五年和863计划项目的支持，特别是“十五”期间，863计划项目又对电动汽车进行了重点支持，已取得一批重大成果并正在推动成果转化及产业化，并得到国际社会的广泛认可。随着锂离予电池技术的进步以及对锂离子电池的认识加深，对充电器也会不断提出新的要求，特别是对提 [4]高充电效率方面需加强研究。 1.4主要研究内容 每种电池都有适合自己的充电特性曲线，一般情况下充电器是不能通用的，也就是说，针对具体的电池，需要采用相应的充电控制策略为电池充电，这给电动汽车补充能量带来 [5]了很大的不便。本文的设计目标就是研制一种能够恒压充电的车载智能充电器，这是一种最基本的充电方式。 设计要求一款电动汽车车载充电器，充电机输入源为220V、50Hz交流电网，充电机输出端接蓄电池，蓄电池电压范围为200-380V，标称电压值320V，充电电压纹波<1%，输出功率7kw。 论文的主要研究内容: ?系统方案分析 从设计的具体要求出发，研究确定电动汽车车载充电器的设计方案。总体设计由前级Boost APFC电路和后级Buck电路组成。前级Boost APFC电路的方案设计中，对功率因数校正技术进行详细的原理分析，并进行选型，确定最终设计方案。而在后级Buck电路的设计中，分析各种降压型DC/DC变换器的拓扑结构和工作原理，分析其连续与不连续工作模式下的特点，并根据优缺点进行比较与选型，最后得到一个理想的DC/DC降压变换器模型。 ?功率因数校正电路设计 在详细分析和研究单相有源功率因数校正原理的基础上，设计出一个大功率有源功率因数校正电路，并用软开关技术减少功率开关管的开关损耗，最后给出电路中升压电感等一系列重要参数的设计。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 ?DC/DC降压电路设计 设计出一个具有降压功能的DC/DC变换器，使电路能够在蓄电池工作电压范围内得到稳定的输出电压。并详细写出电路参数的设计过程。 ?系统设计仿真 用Matlab仿真软件对设计电路进行仿真，并给出功率因数校正电路和DC/DC降压电路的输出电压波形。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 2系统方案设计 2.1设计的基本原理 结合当前电动汽车电能供给的典型方式和充电电源的发展状况，文章设计的车载充电系统如图1所示。 图1 充电系统基本原理图 整个电路主要采用AC/DC加DC/DC的设计结构。首先通过AC/DC变换将交流电能变换为直流电能。然后利用DC/DC变换器得到所需幅值的直流输出电压。 在设计的电路中，首先将220V的交流市电经过电源滤波器。电源滤波器就是对电源线中特定频率的频点或该频点以外的频率进行有效滤除的电器设备。电源滤波器的功能就是通过在电源线中接入电源滤波器，得到一个特定频率的电源信号，或消除一个特定频率后的电源信号。利用电源滤波器的这个特性，可以将通过电源滤波器后的一个方波群或复合噪波，变成一个特定频率的正弦波。电源滤波器是一种无源双向网络，它的一端是电源，另一端是负载。电源滤波器内部电路电源滤波器的原理就是一种阻抗适配网络，电源滤波器输入、输出侧与电源和负载侧的阻抗适配越大，对电磁干扰的衰减就越有效。 将得到的稳定正弦波输送到有源功率因数校正电路。有源功率因数校正电路由整流滤波部分、功率因数校正部分、DC/DC转换部分和控制保护电路组成。通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压的电源变换装置。它直接将电网工频电压经过整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行放大处理，以此调节输出的PWM脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。 再把得到的直流电压输入到DC/DC变换器中。DC/DC变换器有很多种，根据设计需要选择合适的DC/DC变换器。通过调节开关器件的占空比得到规定幅值的直流电压。 最后将规定幅值的输出电压输送到蓄电池中，实现恒压充电。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 2.2设计方案与选型 2.2.1整流滤波的设计方案与选型 整流电路是把交流电能转换为直流电能的电路。按组成器件可分为不可控电路、半控 [6]电路和全控电路三种。 ?不可控整流电路 完全由不可控二极管组成，电路结构一定之后其直流整流电压和交流电源电压值的比是固定不变的。 ?半控整流电路 由可控元件和二极管混合组成，在这种电路中，负载电源极性不能改变，但平均值可以调节。 ?全控整流电路 所有的整流元件都是可控的，其输出直流电压的平均值及极性可以通过控制元件的导通状况而得到调节，在这种电路中，功率既可以由电源向负载传送，也可以由负载反馈给电源，即所谓的有源逆变。 由于设计采用了功率因数校正技术，整流滤波部分在整个充电器设计中属于开关电源的一部分，且在开关电源的设计中，整流滤波部分只起到整流作用，整个功率因数校正电路共用一套开关管和控制电路。所以本次设计的整流滤波部分选用不可控整流电路即可。 2.2.2功率因数校正电路的设计方案与选型 设计的整流、滤波、APFC电路以及其控制电路的部分都属于开关电源的设计。而开关电源是采用功率因数半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压的电源变换装置。它直接将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行比较放大处理，以此调节输出的PWM脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。 (1)功率因数校正技术的选择 APFC电路属于开关电源的功率因数校正部分。根据是否用有源器件，功率因数校正 [7]可分为无缘功率因数校正技术和有源功率因数校正技术两大类。 ?无缘功率因数校正(PPFC)技术 无缘功率因数校正技术是早期应用的一种功率因数校正技术，通常是在电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧接入一个谐振滤波器，构成无源滤波网络，采用无功功率补偿、无功滤波等方法抑制电路中的谐波，从而提高电路功率因数，稳定电网电压，提高电网的供电质量。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 无源校正电路通常采用无源元件电感、电容组成低通带通滤波器，工作在交流输入电的工作频率，将输入电流波形进行了相移和整形。虽然无源功率因数校正电路的结构简单，但是由于工作在输入电的低频率下，电感、电容的体积就比较大，因而组成的无缘功率因数校正电路部分的体积可能比较大，且它的补偿特性易受电网阻抗、负载特性的影响。会由于和电网阻抗发生谐振而造成电路元件的损坏，不能对谐波和无功功率实现动态补偿，因而它只能在中小功率电源中广泛采用。 所以这种方法的优点是:控制简单、效率高、可靠度高、EMI小、价格低廉。 缺点是:增加的无缘器件体积大，笨重且效果不好，功率因数低，对谐波的抑制效果不理想。所以很多场合无法满足谐波标准的要求。 ?有缘功率因数校正(APFC)技术 有缘功率因数校正是直接采用有缘开关或AC/DC变换技术，在整流器和负载之间接入一个DC/DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压的波形，从而使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并与输入的电网电压同相位。有缘功率因数校正可得到较高的功率因数，总谐波畸变小，可在较宽的输入电压范围内和宽带下工作，体积小，重量轻，输出电压也可保持恒定。 它的基本思想是，通过高频变换技术，使设备输入端对电网呈现出电阻特性。这样，输入电流的波形与输入电压的波形就始终能够保持一致，只要电网是正弦的，输入电流也就是正弦的，没有谐波，没有相位差。 90年代以来，有源功率因数校正技术取得了更多进展，国内外的研究机构都提出了一些功率因数校正的软开关技术和新的控制方法;由于变换器工作在高频开关状态，有源功率因数校正技术具有体积小、重量轻、效率高、功率因数可接近1等优点。 因此，在现阶段，有源功率因数校正技术已具备高性能、低成本等优点，因此得到广泛应用。本设计也将采用有源功率因数技术作为最终选择。 (2)功率因数校正拓扑电路的选择 常见的功率因数校正器的基本电路有:Buck(降压式)、Boost(升压式)、Buck-Boost(降/升压式)、Cuk和Flyback(反激式)等变换器。 这几种PFC拓扑结构的特点如下: ? Buck(降压式):只能实现降压功能，输入电流不连续，噪声(纹波)大，滤波困难，开关管上电压压力大。 ? Flyback(反激式):输入、输出之间隔离，输出电压可以任意选择，输入简单电压型控制器，适合于150W一下的功率要求。 ? Buck-Boost(降/升压式):需要两个电子开关，用一个开关控制驱动，电路比较复杂，一般只应用在中小功率输出的场合。 ? Boost(升压式):电感电流连续，电流畸变率小，储能电感可作滤波器抑制RFI(射频干扰)和EMI(电磁干扰)噪声，并可防止电网对主电路的高频瞬态冲击，输出电压高于输入电压峰值，电源允许的输入电压范围扩大，通常可以达到(90-270)V;输出电压 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 可以达到400V，提高了电源的适应性。控制简单，适用于大功率场合的要求，应用最为普遍。 通过比较，鉴于Boost型电路在大功率电源中的众多优点，Boost升压结构适合我们作为大功率开关电源的设计要求，是我们最终选择的方案。 基本原理图如图2所示。 图2 Boost升压拓扑电路 只要开关S导通，电感中就有电流通过，且电流逐渐增大，电感储能;当S关断时，交流电源和储能电感一起通过二极管D向电容和负载供电，这样只要通过对S的控制，就可以使得在任何时间内，输入端都有电流流过。如果控制得当，就可以使输入电流呈正弦形状，且与输入电压同相位。 2.2.3功率因数校正控制方式的设计方案与选型 (1)经典控制方式 控制电路根据电感电流是否连续可分为不连续导电模式DCM和连续导电模式CCM两种控制方式。 DCM控制模式功率因数与输入和输出电压的比值有关，当输入电压变化时，功率因数也将发生变化;输入电流纹波较大，峰值电流远高于平均电流，而且开关器件承受较大的应力，导致导通损耗和成本增加，只适合用在小功率场合。 CCM控制模式输入电流纹波小，THD和EMI小，对输入滤波器的要求小，输入电流峰值小，对器件的应力要求就小，相应减小了器件的导通损耗，适用于大功率应用。 从上面的分析对比中可以看出，CCM模式在大功率应用场合具有相对较大的优势，所以此系统Boost-APFC电路选择工作在CCM模式下。 采用CCM工作模式，就需要使用乘法器来实现PFC，当采用乘法器控制时，由于输入电流总带有一些开关频率的纹波，因此必须决定反馈哪个电流，因此产生了三种经典的电流控制方式，即电流峰值控制、电流滞环控制和平均电流控制。这三种控制方式的基本特点如表1所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 表1 三种经典的电流连续控制方式 控制方式 检测电流 开关频率 工作模式 对噪声 使用拓扑 备注 电流峰值 开关电流 恒定 敏感 需斜率补偿 CCM Boost 电流滞环 电感电流 变频 敏感 需逻辑补偿 CCM Boost 平均电流 电感电流 恒定 任意 不敏感 需电流误差放大器 Boost 峰值电流控制(PCMC)和滞环电流控制(HCC)实现比较简单，但这两种控制方式与平均电流控制方式相比，都具有很明显的缺点，如果电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足THD很小的要求;占空比大于0.5时系统易产生谐波振荡;开关频率在一个工频周期内不恒定，引起电磁干扰和电流过零点的死去;负载对开关频率影响很大，滤波器只能按最低频率设计等缺点。因此大大影响了其在APFC电路中的应用，其中峰值电流控制方式已趋于淘汰。 平均电流控制方式比其他两种控制方式相比:开关频率恒定;THD较小，电感电流峰值与平均值之间的误差小;跟踪误差小，瞬态特性较好;对噪声不敏感，适用于大功率场合应用。但是也存在着自身的缺点，控制电路复杂，接口设计繁琐。 (2)目前主流控制方式 20世纪90年代初由美国加州大学的Smedley K.M.博士提出的一种大信号、非线性PWM单周期控制方式，以其抗扰动性能好，动态响应速度快，控制方式简单等优点逐渐 [8]占领了功率因数校正技术的主导地位。 其控制思想是:通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参谋量。随着控制技术的发展单周期的概念有所扩展，这种控制的最大特点是能在一个开关周期内有效抵制电源侧的扰动，这种控制技术可以广泛应用于非线性系统的场合，比如脉冲调制、谐振、软开关的变换器等。 [9] 单周期控制Buck变换器原理图如图3所示。 图3 单周期控制Buck变换器原理图 Vf,1/T假定输出电压，开关频率为常数。工作原理如下:当开关S导通时，二极gss 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 管截止，其两端电压为零。因此一个开关周期内二极管上的电压为: TDTss11 V,Vdt,Vdtddg,,TTss00 电路开始工作时，由控制器产生恒定频率的开关脉冲，开通开关S，二极管上的电压Vd经记分器开始积分，当积分器的输出电压，达到给定值，比较器输出翻转，触发器VVintinf 发出关断信号关断开关S，同时发出复位信号使实时积分器复位为零。 由上可以得出: TDTss11 V,Vdt,Vdt,Vddgref,,TTss00 在单周期控制中，占空比D由下式决定: DTs1Vdt,V (2-1) gref,Ts0 V采用单周期控制时，电压的平均值在每一个开关周期内都与完全相同，并且与输ref 入电压的大小无关。采用单周期控制系统完全抑制了输入电压的干扰，具有良好的直流电压调节特性，当开关频率足够高时，系统可以得到高质量的直流输出电压。 可以将单周期控制思想扩展为通用的理论，对各种类型的开关变换器都可以用该技术实现。 在实际设计中，可以选择单周期控制技术的芯片来代替控制电路，比如英飞凌的ICE2PCS01和IR的IR1150S芯片等。虽然IR1150S无论在管脚功能和使用方式上都同ICE1PCS01极为相似。不过IR1150S简化了电流环，可直接使用简单滤波后的电感电流检测值来工作，无需电流环补偿电容。所以本文将采用单周期控制方式的控制芯片IR1150S对功率因数校正电路进行设计。 2.2.4 DC/DC电路 DC/DC变换器是指能将一定幅值的直流输入电压(或电流)变换成一定幅值的直流输出电压(或电流)的电力电子装置，主要应用于直流电压变换(升压、降压、升降压等)、开关稳压电源、直流电机驱动等场合。DC/DC变换是将原直流电通过调整其PWM(占空比)来控制输出的有效电压的大小。 [11]DC/DC转换器又可以分为硬开关和软开关两种。 ?硬开关(Hard Switching) 硬开关DC/DC转换器的开关器件是在承受电压或流过电流的情况下，开通或关断电路的，因此在开通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗。当转换器的工作状态一定时开关损耗也是一定的，而且开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因此，硬开关DC/DC转换器的开关频率不能太高。 ?软开关(Soft Switching) 软开关DC/DC转换器的开关管，在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)，或是通过开关管的电流为零，即零电流开关(Zero-Current?Switching，ZCS)。这种软开关方式可以显著地减小开关损耗，以及开关过程中激起的振荡，使开关频率可以大幅度提高，为转换器的小型化和模块化创造了条件。 所以在车载充电器的设计中选用软开关。 理论上，按其变换功能可将DC/DC变换器分为降压型DC/DC变换器(Buck变换器)、升压型DC/DC变换器(Boost变换器)、升-降压型DC/DC变换器(Boost-Buck变换器)和降-升压型DC/DC变换器(Buck-Boost变换器)四种基本类型。然而在工程上，依据DC/DC变换器是否需要电器隔离，又可将其分为有变压器的隔离型DC/DC变换器和无变压器的非隔离性DC/DC变换器。 由于设计的DC/DC变换器只需实现降压功能，所以将对具有降压功能的DC/DC变换[10]器进行选型。 (1)Buck变换器 Buck变换器电路输出电压的平均值低于输入直流电压。电路图如图4所示。 图4 Buck变换器电路图 该电路使用一个全控型器件T，图中为IGBT，也可使用其他器件。 根据电感电流是否连续，Buck变换器有三种工作模式，分别为连续导电模式、不连续导电模式和临界状态。电感电流连续是指输出滤波电感L的电流总大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间流过电感的电流为零。在这两种工作模式之间有一个工作边界，称为电感电流临界连续状态，即在开关管关断期末，滤波电感的电流刚好降为零。他们工作波形有较大差异。 由此可见，T一周期中导通时间愈长，向电感转移的能量愈多，向负载转移的能量也愈多，即输出电压愈高。所以控制开关管导通占空比可控制输出电压。 其工作波形如图5所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 (a)buck电路连续工作模式 ;(b)buck电路不连续工作模式 图5 buck变换器工作波形 T导通时，电感电压u,U,u，在该电压的作用下，电感电流线性增长，电感储iLS0L能增加。 u,,uT关断且电流连续时，电感电压，在该电压的作用下，电感电流线性下降，iL0L电感储能减少。 u,0T关断且电流断续时，电感电压，电容向负载供电。 L Buck变换器的优点是电路简单;控制特性好;负载侧电流波动小。 缺点是电源侧电流波动大;只能降压，不能升压。 (2)Buck-Boost变换器 Buck-Boost变换器电路如图6所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图6 Buck-Boost变换器电路图 通过控制T通断来控制电源向负载转移电能。 T导通时，u,U，电感电流线性增加，电感储能增加，电源向电感转移电能。 LS T断开时，，电感电流减少，电感储能减少，电感储能向负载转移电能。 u,,uLC 其工作波形如图7所示。 (a)boost电路连续工作模式 ;(b)boost电路不连续工作模式 图7 boost变换器工作波形 Buck-Boost变换器的优点是电路简单;既能升压，也能降压。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 缺点是电源侧、负载侧电流波动大。 (3)Cuk变换器 Cuk变换器电路如图8所示。 图8 Cuk变换器电路图 u,0通过控制T通断来控制电源向负载转移电能。T长期断开时，输出电压。 0T导通时间较长时，电感电流将趋于无限大，此时断开T，将有无穷大能量转移到负 u载，输出电压也将趋于无限大。 0 其工作波形如图9所示。 (a)Cuk电路连续工作模式 ;(b)Cuk电路不连续工作模式 图9 Cuk变换器工作波形 Cuk变换器的优点是既能升压，也能降压;电源侧、负载侧电流波动小。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 缺点是电路稍复杂;电容充放电电流波动大。 C2 (4)单端正激变换器 正激变换器电路如图10所示。 图10 正激变换器电路图 单端正激变换器由Buck变换器派生而来。在Buck变换器上插入一个隔离变压器，即得到如图7所示的单端正激变压器。 单端正激变压器电压增益与开关导通占空比成正比，这与Buck变换器类似，不同的是比后者多了一个变压器变比。在实际的正激变换器中，必须考虑隔离变压器激磁电流的影响，否则铁心中存储的能量将使变压器不能正常工作。 单端正激电路的优点:增大了电压的输出范围;加大了电路抗干扰的能力。 缺点是:变压器有漏感;磁芯利用率不高，且很容易饱和。 (5)单端反激变换器 反激变换器电路如图11所示。 图11 反激变换器电路图 单端反激变换器由Buck-Boost变换器派生而来。和Buck-Boost变换器相比较可知，反激变换器用变压器代替了升降压变换器中的储能电感。因此，这里的变压器除了起输入电隔离作用外，还起储能电感的作用。 反激变换器在开关管导通时电源将电能转为磁能储存在变压器中，当开关管关断时再 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 将磁能变为电能传送到负载。 单端反激电路的优点:转移到负载侧的能量由原边电压、等效电感、IGBT开通时间决定，与负载无关。很适合于高压小功率变换电路。 缺点是:变压器有漏感;磁芯利用率不高，且很容易饱和。 (6)隔离型Cuk变换器 隔离型Cuk变换器如图12所示。 图12 隔离型Cuk变换器电路图 Cuk变换器只能提供一个反极性、不隔离的单一输出电压，在要求有不同的输出电压和不同极性的多组输出时，特别要求输入、输出之间电气隔离时，就需要加入隔离变压器。 隔离型Cuk变换器的工作原理是与Cuk型变换器相同的。它的显著特点是变压器的原、 CC副边绕组均无直流流过，这是由于电容、隔直流的缘故。这样磁芯是两个方向磁化的，12 不需要加气息，体积可以做得较小。与其他只有一个开关管的单端电路相比，变压器体积小一半，而且绕组面积减小，铜耗也减小。而且Cuk型变换器的输入、输出电流都是连续的，具有较小的纹波分量。 但是隔离型Cuk变换器仍然存在隔离型DC/DC的缺陷。 (7)桥式变换器 桥式变换器由四个功率晶体管组成。相对于半桥而言，功率晶体管及驱动装置个数要增加1倍，成本较高，但可用在要求功率较大的场合。 桥式变换器主回路如图13所示。桥对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开(也可其他方式)，两组开关轮流工作，在一周期中的短时间内，四个开关管将均处于断开状态。四个开关导通(或关断)占空比值均相等。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图13 桥式变换器电路图 桥式变换器的优点:主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此，变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压Vs，四个能量恢复(再生)二极管能消除一部分由漏感产生的瞬间电压。这样无须设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。 缺点:需要功率元件较多。在导通的回路上，至少有两个管压降，因此功率损耗也比双晶体管推挽式变换器1倍。但是在高压离线开关电源系统中，这些损耗还是可接受的。另外，能量恢复(再生)方式，由于有四个二极管，损耗略有增加。 以上是对具有降压功能的DC/DC变换器的分析。基本可以分为不带隔离变压器和带隔离变压器两大类。后者可以将电源和负载隔离，加大了安全性，但是隔离型损耗比较大。由于设计电路的输入电压与输出电压都不较大，所以不必采用损耗比较大的隔离型DC/DC。而在非隔离性DC/DC中，虽然有即可升压也可降压的DC/DC，但是电路较复杂。而设计的车载充电器只需要降压，所以选用电路简单的Buck变换器即可。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 3前级Boost APFC电路设计 3.1 Boost APFC主电路的硬件设计 3.1.1功率因数的定义 首先假定交流输入电压为无畸变的标准正弦电压，即: (3-1) U,2Vcos,t 这里所讲的功率因数(PF)是指被有效利用功率的百分比，与电工理论中的并非cos,同一概念，后者表示的是正弦电压与基波电流之间的相角差。而PF的定义则为: 基波有功功率P1PF,, (3-2) 视在功率V,I P为基波有功功率，V和I分别为输入电压、电流的有效值。 式中:1 设输入电流表达式为: , (3-3) ，，，，，，，，,,i,2Icosn,t，,,2Icos,t，,，Icos2,t，,，Icos3,t，,，...,nn112233n1, 则电流的有效值为: 222I,I，I，I，... (3-4) 123 III式中:、、分别表示输入电流的基波分量和各次谐波分量。 312 那么， V,II,cos111PF,, (3-5) cos,1222V,II，I，I，...123 I1,cos,定义为畸变因数;为输入相电压与基波相电流之间的位移因,1I，I，I，...123 数。因此，功率因数的严格定义应为畸变因数与基波位移因数的乘积，即: PF,,,cos, (3-6) 1 可见输入电流除了基波分量外，还含有大量的谐波。谐波电流使电力系统的电压波形发生畸变，将各次谐波有效值与基波有效值的比值称为总谐波畸变率THD，其定义为: 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 222I，I，...I，...I23nhTHD,,，100% (3-7) II11 式中:为所有谐波电流分量的有效值。 Ih THD用来衡量电网的污染程度，是表征谐波电流含量多少的一个重要参数。由畸变因数γ的定义和上式子可得: I11,,, (3-8) 2I，I，I，...，，1，THD123 所以功率因数PF也可以写成: ,cos1 (3-9) PF,,cos,,,12，，1，THD 所以可以得到:当一定时，THD越大，功率因数也就越低。因此，提高功率因cos,1 数也就应该从减小基波电压、电流之间的相位角差和总谐波畸变率THD两方面入手。从 [12]这个角度看，可以说谐波的抑制电路就是功率因数校正电路。 3.1.2主电路参数设计 Boost APFC电路主电路结构简图如图14所示。 图14 Boost APFC电路主电路图 ?最大输入功率和输入电流计算 在正常的工作效率下，变换器的最大输入功率为: P3040MAX0()P,,,3378W INMAX(),0.9MIN 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 当输入电压最低时，输入电流的最大有效值为: P30400(MAX) I,,,19.4AIN(MAX),VPF0.9,176,0.99MININ(MIN) 输入电流最大峰值为: I,2I,2,19.4,27.4AIN(PEAK)MAXIN(MAX) 输入电流的最大平均值为: 2I2,27.4IN(PEAK)MAX I,,,17.5AIN(AVG)MAX,, ?输入电容的选取 输入端的高频电容主要来滤除输入的高频噪音和改善输入纹波，计算如下: I19.4INMAX() C,K,0.2，,1.2,FINI,32,f,r,V2,50,10,0.06,176,,sINMIN() K其中是电流纹波系数(取20%)，r是最大高频电压纹波系数，取6%。 ,I 所以选取、630V的薄膜电容。 C,1,FIN ?电感量大小的选取: 在输入电压最低，输入电流峰值的时候占空比有最大值: V,V380,2,1760()INMIN D,,,34.5%V3800 电流纹波为20%峰值电流: ,I,20%I,0.2,27.4,5.48A IN(PEAK)MAX 电感电流峰峰值为: ,I5.48I,I，,27.4，,30.14A L(PEAK)MAXIN(PAEK)MAX22升压电感: V,D2,220,85%,34.5%INPAEAKMIN() L,,,313,H3f,,I50，10,5.48s 选磁芯形状和尺寸: B,0.3TK,0.03根据设计手册，选EE形铁氧体3C90磁芯材料。，单线圈。 max1 435.484，，3,0.32，10，(27.4，)，19.43,,，，LII4SPPL2AP,AA,,,61.1cm,,We,,BK0.33，0.03 max1，，,, ，， 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 其中为窗口面积，A为磁芯有效截面积，L为Boost电感，为最大峰值电流，AIIeWSPPL为最大有效值电流。 44根据手册，我们最后选取EE85B，，可以满足要求。 AA,70.18cm,61.1cmWe 电感线圈匝数的计算: ,,4mm取气隙，由公式可以计算匝数: ,3,3,L0.32，10,4，10N,,,34.4 ,7,4S,,4，10,8.59，100 取N=34匝。 导线截面积的选取: 22A/cmJ,400A/cm导线的电流速度一般300-500，这里去电流密度按有效值，最大电流有效值为19.4，故导线截面积为: A I19.422INMAXS,,,0.0485cm,4.85mm CJ400 2我们选取的铜导线。 S,6mmC ?输出电容的选取 在功率因数校正变换器中，输出电容设计主要考虑维持时间，一般取30ms。那么,t 输出电容为: 3,2，P，,t2,3040,30,100 C,,,3352,F02222V,V(380),(300)MIN00() V 这里为输出电压最小值，一般取300V。故输出电容选用3400，500V的电解,F0(MIN) 电容。 ?开关器件的选择 主开关管的选择，主开关管的选择应考虑电流有效值的1.5-2倍的裕量，电压应为输出电压的1.5-2倍的裕量。经前面的计算，功率管采用APT5010LFLL，耐压500V，最大 V正向通态电流46A。续流二极管选用RURG5060超快恢复二极管，耐压600，正向额定电流50A。整流桥选用KBPC5010F。 3.2 Boost APFC控制电路的硬件设计 3.2.1单周期控制Boost PFC电路的工作原理 (1)单周期控制的基本原理 T当开关S的开关周期恒定时，工作过程可用如下开关函数来表示: S 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 ,,10tT,ON, (3-10) Kt，，,,,0TtTONS, 式中，是开关导通时间;是开关关断时间;满足，开关输入信号通TTT，T,TONOFFONOFFS过开关斩波，输出信号的频率和脉宽与开关函数一致，而的包络线与一致，，，，，，，，，ytxtytxt开关S的输出量与输入量的关系为: (3-11) ，，，，，，yt,ktxt 假设开关频率远高于输入信号和控制信号V，，t的带宽频率，对于传统的控制f，，xtSref V，，t而言，占空比由控制信号线性调制而成，那么得到开关的输出信号为: D,T/TrefONS TTONON11，，，，，，，，，， (3-12) yt,xtdt,xtdt,xtdt,xtVref,,TTSS00 ，，，，因此，对于传统的电压反馈控制，开关的输出信号是输入信号和控制信号ytxt ，，Vt，，，，的乘积，的变化，必然导致的变化。而对于采用占空比的非线性调制，如果xtytref 调制开关的占空比使每个周期开关输出端斩波波形的积分值恰好等于控制信号的积分值，即: TTONON ，，，，xtdt,Vtdt (3-13) ref,,00 那么在每个周期开关输出端斩波波形的平均值恰好等于控制信号的平均值，即: TTONON11，，，，xtdt,Vtdt (3-14) ref,,TTSS00 因此，在一个周期内，输出信号能及时被控制。 TTONON11，，，，，，，，yt,xtdt,Vtdt,Vt (3-15) refref,,TTSS00 根据这个概念来控制开关的技术被定义为单周期控制技术，这时开关的有效输出信号为: ，，，，yt,Vt (3-16) ref ，，Vt，，yt 开关输出信号完全抑制了输入信号的影响，线性再现了控制信号。因此，通ref过单周期控制，将一个非线性开关变为一个线性开关。 (2)单周期控制Boost PFC电路的工作原理 选择的单相功率因数校正电路，如图15所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图15 单周期控制Boost变换器原理图 对于单周期控制PFC Boost变换器，有: ，， (3-17) V,V/1,D0in 为使功率因数校正至1，希望有: V,IR (3-18) inine R式中，为Boost变换器输入等效电阻。 e ，，V,R/R/V 根据式(3-17)和式(3-18)，且令，可得: mSe0 ，，RI,VV/V (3-19) Sinmin0 RIV式中，为电流的采样电阻;为电压环调节器输出。将式(3-17)带入式(3-19)，Sinin 可以得到占空比D的控制目标: ，，V,IR,T/TV,DV (3-20) minSonSinin IV从式(3-19)看到总是跟随，从而变换器的入端阻抗等效为一个电阻，实现了功inin 率因数校正。式(3-20)可以采用单周期控制策略实现控制。 TT如图13所示，图为实现占空比控制目标的单周期控制器。在每一周期内，与相SON ，，V,T/TV,DVV,DV,V,V,IR对应的积分器输出，当时，比较器输出为intONSmmintm2minS V,01，即RS触发器的R端置位;Q=1，积分器复位()。 int文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 3.2.2 单周期控制Boost PFC变换器稳定性分析 [13]用状态空间平均法对其进行建模，先作如下假设: ?变换器工作在电流连续状态; ?功率开关管和二极管均为理想器件，功率开关管输出电容和二极管电容均忽略不计，只考虑电感串联等效电阻。 RL Boost变换器开关模态图如图16所示，图中电流方向为参考方向，以电感电流、电容电压为状态变量建立状态方程。 (a)boost变换器开关管导通 ;(b)boost变换器开关管关断 图16 boost变换器开关模态 当开关导通时，电感电压、电流关系式如下: diLRi，L,V,0 (3-21) LLindt 当开关关断时，电感电压、电流关系式如下: diLL，V,V，Ri,0 (3-22) 0inLLdt 由式(3-21)和式(3-22)可以得到其平均动态方程: diRi1,d1，，LLL,,,v，V (3-23) cindtLLL 同理有下列方程成立: dv，，1,dIc,i,v (3-24) LcdtCCR -23)和(3-24)可得Boost变换器的平均动态模型，写成矩阵如下所示: 由式(3 diR1,d，，，，，，LLV,,，，ini,,,,，，LdtLL,,,， (3-25) ,,,,L,,，，1,didvv,,c，，c0,,,,,，，CCRdt，，，， 对单周期控制Boost PFC的控制目标方程式(3-20)中，并进行小信号化，在直流工作点附近做小信号扰动。 VR0SVI,IV,V,在式(3-20)中有:，，，带入原式，并进行小信号化，可ininL0CRe 以得到在直流工作点附近小信号扰动如下所示: 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 ˆ V,V，vCCe ˆ I,I，iLLL ˆ d,D，d 带入式(3-20)得: ˆV，vRR，，CcSSˆˆˆ ，，，，，，,I，iR,D，dV，vLLSCcRRee将上式展开，删去稳态分量，略去二阶无穷小即可得到下式: ˆˆ1,Dv,Ri，，ceLˆ (3-26) d,vc 将式(3-25)小信号化，再将式(3-26)带入可以得到单周期控制Boost PFC闭环小 信号模型: R,，，ˆL，，diL0,,ˆ,,，，iLLdt,,, (3-27) ,,,,，，，，，，21,D1i1,DˆdvLˆvc,,c，，,,,，,,,,,,CCRvCdt，，c，，，，令: aa，，1112A, (3-28) ,,aa2122，，其中: RL,,a 11L a,0 12 21,D，，a, 21C ，，1i1D,，，La,,， 22,,CRvc，，矩阵A的特征值是方程: 2，， (3-29) ,,a，a,，aa,011221122若其根在左平面，则方程是稳定的。而: ,，,,a，a,0 121122 ,,,0 12 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 是恒成立的，也就是根恒在左平面，所以单周期控制的Boost PFC变换器是稳定的。 3.2.3 Boost PFC电路数学模型的建立 2Vin假设能量传输效率100%，根据能量守恒，输出功率等于输入功率。有，为RVi,e0Re Rs二端口网络输入等效电阻。调制电压，那么: V,Vm0Re 2VVinm (3-30) i,,2VR0s 整理得: 22 (3-31) i,V,R,V,Vsinm0 对上式各变量求导， 222ˆˆˆ (3-32) i,V,R，2V,i,R,v,v,v，2v,V,vssinminmin000 因为 V0 (3-33) i,R 整理得: 2V220ˆˆˆˆ,,,,，,,,,,,iVRvv2vVv2Rv (3-34) 0sinminmins0R 2v2,v,V2ininmˆˆˆˆ (3-35) i,,v，,v,,vmin022V,RV,RR0s0s 因为 V,Rs0V, (3-36) mRe 带入，则: 2v2,V2in0ˆˆˆˆi,,v，,v,,v (3-37) min02V,Rv,RR0sin 2Rv,2Vin0,g,,rg设，，，原式可以写为: 0m02,vRV,R2in0s 1ˆˆˆˆi,g,v，g,v,,v (3-38) mm0in0r根据式(3-38)得到小信号模型如图17所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图17 单周期控制的Boost电路小信号模型 Rˆˆv,i, (3-39) 01，SCR 把式(3-39)带入式(3-37)，得: ˆ11vg,Rg,Rmm0 (3-40) ,,,,,FS，，ˆ，，31/3/31/,v，SRC，SmP 3,,，即为整流器的极点角频率。 PRC ,,,S10,,As，，,,,，, (3-41) 1v,,S,Gz,, ,为误差放大器的零点角频率。 z 因为电路的开环增益为: ,,g,R1，S/mz0PS,GFSAs,,,，，，，，， (3-42) vS31，S/,p ,,G为电压反馈系数，由整流器的极点角频率和误差放大器的零点角频率可以得pz f到闭环截止频率: c ,g,Rg,R,mm0f,,f, (3-43) c036, 式(3-42)是一个电源电压频率模型，因此，电压环的截止频率应远小于电源电压频 f,2Hzf,16Hz率50Hz，取，误差放大器的频率应远远小于零截止频率，选。根据上0z 述几个频率的值，就可以确定电压环的参数。 3.2.4控制电路设计 典型的单周期控制原理电路图如图18所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图18 IR1150S典型应用电路 RRRR其中，为采样电阻，为开关频率设置电阻，为反馈电阻，为过压检测电阻。fSFBOVP 控制芯片采用IR公司生产的基于单调周期控制技术的功率因数校正的控制芯片IR1150S。 [14] IR1150S是一种单周期控制的连续电流模式PFC控制芯片，通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。随着控制技术的发展单周期的概念有所扩展。这种控制的最大特点是能在一个开关周期内有效抵制电源侧的扰动，这种控制技术可以广泛应用于非线性系统的场合，比如脉宽调制、谐振、软开关的变换器等。它仅有8个引脚，采用了IR公司特有的单周期控制技术专利，为有源功率因数校正电路提供了一种成本低廉、设计简单的解决方案。如1kVA服务器开关电源中，与传统基于乘法器的CCM系统相比，IR1150S的PFC解决方案可节省40%的电阻电容，节省50%的PFC控制器电路板面积。在功率密度问题上更为突出的小功率应用中，如大功率笔记本和液晶电视适配器，若采用CCM模式的IR1150S控制器，则意味着降低峰值电流，对EMI滤波器的要求也可降低。该芯片具有以下特点:具有宽范围电压输入，无需输入电压采样，不要求输入电压的线形性，用于连续模式(CCM)下，较好的过压欠压保护措施，具有软启动功能，启动电流小于200uA，开关频率(50-200)Hz可调，最大占空比98%，最低关断时间(150-350)ns，内部嵌位13V门极驱动电压输出，门极驱动最大电流1.5A等。 其管脚排列如图19所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图19 IR1150S管脚图 各管脚功能介绍如表2所示。 表2 IR1150S各管脚功能介绍 管脚号 标志 功能描述 1 COM 接地 2 FREQ 频率设定 3 ISNS 电流采样输入 4 OVP/ENA 输出过压保护/使能 5 COMP 电压环补偿 6 VFB 输出电压反馈 7 VCC 芯片供电 8 GATE 驱动输出 (1)开关频率的选择 IR1150S控制的开关频率是可调的，通过一个外接电阻R来调节开关频率。由于册中 频率电阻的对应关系曲线可知取165-37时对应的输出开关频率为50-200，这里取kHzK, 外接电阻165。 K, (2)电压反馈电路设计 反馈采样电阻要足够高，以减少主电路在采样电阻上的功率损耗，并满足主电路的设 R,R,500K,计要求。我们取远大于输出电阻，，那么根据设计手册: FB1FB2 V(R，R)7，1000REFFBFB12R,,,18.77K, FB3V,V380,7OUTREF V其中为芯片内部参考电压。 REF 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 (3)电流采样滤波设计 采样电流要经过滤波以滤除开关噪音，ISNS脚采用的是简单的RC滤波器，它的截止频率为: 1 (3-44) f,PSF2,,R,CSFSF 常用的截止频率一般为1-1.5，这里选用RC滤波器:，。 R,100,C,1000PFmHzSFSF (4)软启动设计 软启动时间由下面的公式决定: CV，ZCOMPEFF()t (3-45) ,ssiOVEA i其中，为电压误差放大器的最大输出电流，查资料为40;V芯片内部,AOVEACOMP(EFF) t设定电压为6.05ms。选取软启动时间为50，计算得到为0.33。 VC,FssZ (5)过压保护电路设计 IR1150S内部过压比较器提供专用的参考电压V,1.07V,7.49V，设计450VREF(ovp)REF为过压保护的门限电压，当输出电压高于450时将启动过压保护。根据设计手册有: V R,R,500K, OVP1OVP2 V(R，R)7.49，1000REF(OVP)OVP1OVP2 R,,,16.93K,OVP3V,V450,7.49OVPREF(OVP) (6)电流环和过流保护设计 IR1150S内部提供的门限，采样电流经电阻转换成电压信号，当电压达到，,1V,1V G,2.5过流保护立即启动。电流放大器的DC增益。单周期控制的集成芯片IR1150S工DC 作基于峰值电流模式，因此开关电流能取代电感电流作为采样电流输入到ISNS脚。 最大占空比的计算: V,2，V,2，(220,0.85),2,176,249V IN(PEAK)MININMIN V,V380,2490INMIND,,,0.345 V3800 由单周期控制Boost APFC变换器的控制目标公式: V,G，VinDCSNSD, (3-46) VIN V其中为电流检测脚ISNS的输入电压，可以得到: SNS 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 VDVD(1,)(1,)6.05,(1,0.345)inSATCOMPEFF()() V,,,,1.59SNS(max)GG2.5DCDC 其中，为IR1150S内部设定电压为6.05，当考虑过载5%时，电感电流的VVCOMP(EFF) 峰峰值为: ,I5.48,,,,L I,I，，K,27.4，，1.05,31.6A,,,,IN(PEAK)OVLIN(PEAK)MAXOVL22,,,, V1.59SNSR,,,0.05, SI31.6IN(PEAK)OVL 采样电阻的功率为: 22 P,I，R,19.4,0.05,18.5WRSSIN(RMS)MAX (7)电压反馈环设计 电压反馈环示意图如图20所示。 图20 电压反馈环示意图 开环增益为: T(S),G(S)H(S)H(S)H(S) (3-47) 123输出分压传递函数: VREFH(S), (3-48) 1V0 H(S)G(S)对于恒定的功率负载时，传递函数为: 3 2V1in,, (3-49) H(S)G(S)32VRGSC0SDC0 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 误差放大器的传递函数: g1，SRC，，mgwZH(S), (3-50) 2，，SC，C，SRCCZPgwZP 其中g为跨导常数。在上面的函数中电压环补偿脚接的补偿网络在传递函数中增加了m 一个零点和一个极点: 1,f (3-51) 0z2,RCgmZ 1f, (3-52) p0CCZPR2,gwC，CZP电压环补偿: 为了避免电压环节导致的线电流在输出上引起的失真，引入电流环补偿，电压环补偿 的目的是消除输出电压上100的纹波。 Hz 输出电容上的二次纹波为: P3378IN V,,,4.2VOPK,6,,2,f,C,V2,100,3352，10,380ndout20 100的纹波通常要衰减100倍，即取其典型值的1%，有: Hz V，0.016.05，0.01COMPEFF() G,,,0.0072,,42.5dBVA2，V2，4.2OPK 输出电压采样环节衰减为: V7.0REF H(S),,,0.0184,,34.7dB1V3800 在100时误差放大器的增益为: Hz G,H,,7.8dB VA1 第二个极点远远高于100，所以误差放大器的传递函数可以近似认为: Hz g，，1，SRCmgmZH(S), (3-53) 2SCZ根据公式: 22,,,,G,H1VA1,,,,R,, (3-54) gm,,,,g2,fCmndZ,,,,2 g这里为跨导常数，500。 ,sm 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 计算得到。 g,10K,m 第二个极点的选择频率，取典型值为开关频率的1/6或者1/10之间，取16。 KHz 11f,,p0CC2,gCZPgmP2R, (3-55) gmCC，ZP 计算得到。 C,1,FP 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 4后级Buck电路设计 4.1 Buck主电路 车载充电器的DC/DC降压电路采用Buck变换器，Buck变换器原理图如图21所示。 图21 Buck变换器原理图 Buck变换器性能指标: V?输入直流电压():380V IN V?输出直流电压():320V 0 P?输出功率():7kW 0 V?输出电压纹波():3.2V rr f?开关频率():50kHz s V,V?蓄电池电压范围():(200-380)V minmax tonD,?占空比: CTS 4.1.1 Buck变换器工作原理分析 根据电感电流是否连续，Buck变换器有三种工作模式:连续导电模式、不连续导电模式和临界状态。 [15](1)连续导电模式 主开关管导通时，电源电压通过T加到二极管D两端，二极管D反向截止。电流流过电感，稳态时输入输出电压保持不变，则电感两端电压极性为左正、右负，忽略管压降u,U,U有。由于储能电感的时间常数远大于开关周期，因而在该电压作用下输出滤波LS0 itiI电感中电流可近似认为是线性增长，直到时刻，达到最大值。电感电流线性上L1LLMAX升的增量为: 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 tUUUUUU,,,1SSS000 (3-56) idttDT,,,,L，CS1,0LLL当主开关管截止时，电感两端的电压极性为左负、右正，二极管导通续流，忽略管压 降有，同样可认为电感中电流可近似认为是线性下降，下降的量的绝对值为: u,UiL0L tUUU2000，，，， (3-57) ,i,dt,t,t,1,DTL,cS12,t1LLL 当电路工作在稳态时，电感电流波形必然周期性重复，开关管T导通期间电感中的iL 电流增加量等于其截止时电感中电流的减少量，即 (3-58) ,i,,iL，L, 联合式(3-56)、式(3-57)和式(3-58)可得: (3-59) U,DU0CS 由式(3-59)可知，改变输出电压的办法既可以调整输入电压，也可以改变占空比。 U在输入电压一定的情况下，改变占空比则可控制输出平均电压。输出平均电压总是小于0 U输入电压。连续导电模式下Buck变换器的电压增益M为: S U0 (3-60) M,,DCUS (2)不连续导电模式 tDT开关导通时，时间从0到，电感电流增加量为: 1C1S tUUUUUU,,,1'S0S0S0idttDT,,,, (3-61) L，1C1S,0LLL DT开关截止时，时间电感电流减小量为: C2S tUUU2'000，，,i,dt,t,t,DT (3-62) L,12C2S,t1LLL ,i,,i由得: L，L, U,UUS00DT,DT (3-63) C1SC2SLL 整理得到: D1C,UU (3-64) 0S，DD23CC 不连续导电模式下Buck变换器的电压增益M为: 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 U20 (3-65) M,,U8,S，，112DC1 28D，,,DLC1C1其中，。 ,,D,C2RT2S (3)电感电流连续的临界条件 如果在T时刻电感电流刚好降到零，则称之为电感电流连续和断续的临界工作状iSL 态。 此时负载电流I和间的关系为: i0L (3-66) ,i,2IL0 其中 U0 (3-67) I,0R 联立式(3-57)、式(3-66)和式(3-67)，则 21,1,1,DUDUD，，，，，，00CCC,,, (3-68) LRTTTCSSS222IP00 P式中:为输出功率。 0 ,U 纹波电压及电容计算: 0 ,U,Ui,i,I流经电容的电流对电容充电产生的电压称为纹波电压。纹波电压与00CL0 参数的关系表达式为: 1U，，,D2C0,U,T (3-69) S08LC 则根据要求的纹波电压与其他参数可求得电路的电容: 1U,D，，2C0C,T (3-70) S8L,U0 从式(3-68)与式(3-70)可知，电感值与电路中的诸多参数有关系，如占空比、负 载、开关频率，电容值则与输出电压、纹波电压、电感值、开关频率、占空比都有关系。 开关频率越高，电感和电容的值越小。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 4.1.2 Buck变换器参数计算 ?占空比D的计算 选择占空比: V200outmin D,,,0.5263minV380in V320out D,,,0.8421V380in V380outmaxD ,,,1maxV380in ?滤波电感L的计算 由式(3-68)可以得到电感值: 22U1,D320，1,0.84211，，，，C0 L,T,，,23.10,HCS2P2，7000500000 22U1,D200，1,0.52631，，，，C0minmin L,T,，,27.07,HCSmin2P2，7000500000 L,L这个值是电感电流连续与否的临界值，则电感电流连续，实际电感值可选为1.2C倍的临界电感，则: L,1.2L,1.2，23.10,27.72,H C L,1.2L,1.2，27.07,32.48,H minCmin ?滤波电容C的计算 根据式(3-70)可得: U1,D320，1,0.84211，，，，20CC,T,，,27.66,F S,628L,U8，27.72，10，320，0.01500000 U1,D200，1,0.52631，，，，20minminCC,T,，,72.92,F minS,628L,U8，32.48，10，200，0.0150000min0min 4.2 Buck控制电路 4.2.1传递函数的建立 对于类似于BUCK变换器的直流功率变换器，目前工程界采用的主要分析与设计方法 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 [16]是状态空间平均法。此方法的功能是，只要给出电路在2种开关状态下状态方程的系数 TT矩阵，，，，，，即可得到描述其稳态和动态小信号特性的数学表达式，AbAbCC112212 进而得到其统一的低频小信号等效电路模型，再通过加扰动，线性化等步骤，进一步得到描述变换器动态低频小信号行为的状态空间平均方程: ˆdxˆˆˆ，，，， (2-13) ,,,Ax，bv，A,AX，b,bVds1212sdt TTTˆ (2-14) ˆˆy,Cx，，，C,CXd12 由式(2-13)与式(2-14)进行拉普拉斯变换可以求得变换器的动态低频小信号特性，如 [17]输出对输入和输出对导通比控制的传递函数。由式(2-13)与式(2-14)推导输出电压对导 G通比控制的传递函数如下。 ul ˆ，，ys1,TTT,，，，，，，,,,,，,，，，,CsIAAAXbbVCCX 121212sˆ，，dsˆ，，0vs,s 11，，1，,S，，0100,,，，，，1RCL,,,V，X ,,sL,,,,11S010D2,,，，，，0,,S，，S，，CRCLC，， 1，，S1，，,,00，，1C,, (2-15) ,V，X,,sL,,1D,,S1102,,，，,,，,DS0S，，,,，，RCL,,RCLC,,，， 由式(2-15)可得传递函数: 1111V0,,,,,GV (2-16) vds1SLCLD22，，，，1SCLSSRCLCR 4.2.2校正网络设计 加入了补偿传感器之后的Buck变换器系统框图和系统主电路图如图22所示。 图22 Buck变换器系统框图 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 系统要求的指标为:输入电压，输出电压，开关频率为50kHz。 V,380VV,320VS0 整个Buck电路包括补偿器，PWM补偿器，开环传递函数和反，，，，，，GsGsGs，，HsCmvd馈电路。采样电压与参考电压V比较产生的偏差通过补偿器校正后来调节PWM控制器的ref 波形的占空比，当占空比发生变化时，输出电压U作出相应的调整，来消除偏差。 0 ?的推到 ，，Hs 由图19可以看出，输出电压为380，而参考电压为320，将参考电压与输出电压VV 32032相对比，可得。 Hs,,，，38038 ?，，Gs的推导 0 PWM控制技术就是对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其它所需要的波形。按一定的 [18]规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。 ，，Gs要生成PWM波，的推导如下。 0 在，，0,Vt,V时，可得: Cm Vt，，Cdt,，，V (2-17) m 加上扰动: ˆ，，，，Vt,V，vt (2-18) CCC ˆ (2-19) ，，，，dt,D，dt 带入式(2-17)得: ˆV，vCCˆD，d，，t, (2-20) Vm VCD, (2-21) Vm ˆvCˆd, (2-22) Vm 从而得出: ˆv1CG，，s,, (2-23) 0ˆVdm 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 具体的取值要在系统仿真中多次试取得出，在仿真过程中选出最适合系统的取值。 Vm ?串联校正装置 通过所加的无源RC超前补偿网络的相位超前特性来增大系统的相位裕量，改变系统开环频率特性，并要求校正网络最大的相位超前角。出现在系统新的剪切频率处，使校,m 正后系统具有如下特点:低频段的增益满足稳态精度的要求，中频段对数幅频特性的斜率,20dB/dec为，并具有较宽的频带，使系统具有满意的动态性能，高频段要求幅值迅速衰 [19]减，以减少噪声的影响。超前补偿网络的传递函数为: 11，s,3400,3.476 (2-24) Gs，，C11，s29000, 由于计算存在误差，具体参数要在仿真过程中不断调制来得到。 3.5 总电路图 总电路图见附录。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 5系统仿真 5.1 Boost APFC电路仿真 [20]使用Matlab/Simulink建立仿真模型，如图23所示。 图23 Boost APFC电路仿真模型 C,1,F仿真输入电压源为220V、50Hz，输入电容，输入升压电感，输L,313,HIN C,3400,FR,18.77K,出电容，电压反馈电路电阻为:，过压保护分压电阻为:0FB3 R,R,500K,R,0.05,，电流检测电阻。由于Matlab/Simulink中没有芯片OVP1OVP2S IR1150S，所以控制电路根据单周期控制技术的原理搭建。带入仿真参数，选用ode23tb算法。 仿真结果如下: ?输入电压波形: 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图24 Boost APFC电路输入电压波形 ?输出电压波形: 图25 Boost APFC电路输出电压波形 ?输出电压波形(放大): 图25 Boost APFC电路输出电压波形(放大) 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 仿真结果分析:从示波器的波形图可以看出，通过Boost APFC电路能够有效的将220V交流电变为380V直流电。通过控制电路的校正，输出电压能够有效的在经过小幅震荡后慢慢接近380V。 5.2 DC/DC降压电路仿真 [19]使用Matlab/Simulink建立仿真模型，如图26所示。 图26 DC/DC降压电路仿真模型 仿真输入电压源为Boost APFC电路的输出电压，为380V直流电，输入降压电感 R,10,C,72.92,F，输出电容，电压反馈电路电阻为:，比例放大器设为L,32.48,H0 32/28。带入仿真参数，选用ode23tb算法。 仿真结果如下: ?校正前: 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图27 DC/DC降压电路校正前输出电压波形 图28 DC/DC降压电路校正前输出电压波形(放大) ?校正后 在引入PID控制之前，输出电压有偏差，并且观察到输入与输出之间存在比例关系，所以在系统中引入了P调节，并用试凑法确定参数。 初始设定P调节参数为10，输出电压为342V，偏差很大。所以将参数改为5，则输出电压为304，小于目标输出电压。之后将参数调为7，则输出电压为326V，略大于目标输出电压。将参数降为6.5，则输出电压降为321.5V。继续降低参数为6.3，输出电压降为319.5V，已经很接近320V。所以小幅增加参数为6.35，则输出电压为320.055V。为了无限精确到320V，将参数降为6.345，则输出电压变为320V，达到目标输出电压。得到的波形如下图所示。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 图29 DC/DC降压电路校正后输出电压波形 图30 DC/DC降压电路校正后输出电压波形(放大) 从仿真结果可以看出，校正前的输出电压虽然满足输出电压的纹波要求，但是波形的震荡幅度还是比较大。矫正后的输出电压波形就平稳很多，满足输出电压320V的要求。 无论在理论数据上，还是仿真结果上，闭环BUCK变换器都符合系统的性能指标，表现出良好的性能，达到设计的目的。 5.3 总电路图 总电路图见附录。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 6总结与展望 本文通过对电动汽车车载充电器的研究，设计了一款电动汽车的车载充电系统。在该系统中运用了有源功率因数校正技术及DC/DC技术，并且运用了电压回路闭环控制，可以提供恒压充电的功能。并对该系统进行了系统建模与仿真。 通过本次设计，使我对有源功率因数校正技术和DC/DC技术有了更加深刻的理解，并且加深了Matlab软件的使用技巧。并且在整个设计的过程中，让我明白了理论与实际还是有一定的差距的，理论值与实际值总是存在一定偏差，从而影响设计结果，克服这些困难的过程也是我在这次设计中的一个很大的收获。 毕竟能力有限，在设计的系统中还是存在一些问题，并且与实际还是有一定的距离。由于设计中只采用了电压回路闭环控制，所以只能保证恒压充电的功能。而实际的车载充电系统应该具备恒流充点、恒压充电、慢脉冲快速充电以及它们之间的快速转换等功能。由于设计要求的充电系统从输入到输出都是高压，但是本文所设计的车载充电器并没有设计保护电路以及防干扰保护，所以距离实际应用还是有很大的距离。当然，这些都将在今后的学习与实践中不断不足。 的研究，希望在此基础上取得迸一步的进展。要对设计的系统做进一步的补通过本文 足。同时由于DC/DC变换器是燃料电池电动汽车能量管理系统的重要组成部分，如何进一步优化主电路参数，改进控制电路;降低其损耗，提高效率，是今后需要继续进行的工作。 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 参考文献 [1] Wakefield(电动汽车发展史-电池动力车辆[M](北京:北京理工大学出版社，2008.8( [2] 百度(“无油”汽车彰显魅力[J](科学之友(上旬)，2009.6( [3] 韩林松. 解析-电动汽车[N]. 汽车之家，2011.3( [4] 张荣贵(我国电动汽车发展前景[J](机电技术，2008(4)( [5] 衣宝廉(燃料电池原理?技术?应用[M](北京:化学工业出版社，2003.8( [6] 黄俊，王兆安(电力电子交流技术(第四版)[M](北京:机械工业出版社，2007.2( [7] 路秋生(功率因数 校正技术与应用[M](北京:机械工业出版社，2006.3( [8] 毛鸿，吴兆麟(有源功率因数校正器的控制策略综述[J](电力电子技术，2000.10( [9] 张厚生(基于单周期控制的高功率因数整流器的研究[D](西北工业大学，2005.7( [10] (美)Abraham I.Pressman(著)，王志强(译)(开关电源设计(第二版)[M](北京:电子工业出版社，2006.4( [11] 张兴(电力电子技术[M](北京:科学出版社，2010.7( [12] 王兆安，刘进军(电力电子技术[M](北京:机械工业出版社，2009.5( [13] 陈耀华，杨苹(Boost型PFC控制策略的分析与研究[J](电源世界，2006(24)( [14] 王成，戴志平，王杰(一种基于IR1150S单周控制的ZVTAPFC电路术[J](空军雷达学院学报，2007(2)( [15] 刑岩，肖曦，王莉娜(电力电子技术基础[M](北京:机械工业出版社，2008.10 [16] Middlebrook R D(Cuk S.A general unified approach to modeling switching converter power stages[R](IEEE Power Electronics Specialists Conference，1976( [17] 蔡宣三，龚绍文(高频功率电子学[M](北京:科学出版社，1993( [18] 戴忠达(自动控制理论基础[M](北京:清华大学出版社，2005( [19] Katsuhiko Ogata(现代控制工程(第四版)[M](北京:清华 大学出版社，2006( [20] 林飞，杜欣(电力电子应用技术的MATLAB仿真(北京:中国电力出版社，2008( 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 附录 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要 更多相关文档资源请访问。 致谢 论文的完成标志着我的大学四年即将结束，也意味着，新的生活又将开始了。最近的半年则并行着找工作和写论文。其间的起起伏伏、悲喜得失，今天想来仍旧唏嘘不已。所幸我没有被失败击垮。自信、坚强、乐观的态度让我坚持到了最后，并且争取了最好的结局。 本文研究工作从选题到完成，无不倾注了导师黄亮老师诲人不倦的关怀、指导和教诲。在此衷心感谢我的导师黄亮老师对我的指导和教诲。您开阔的思维、敏锐的洞察力以及详细的修改意见一直给我很大的启发。您严谨的治学态度、丰富渊博的知识、敏锐的学术思维、精益求精的工作态度、积极进取的科研精神以及诲人不倦的师者风范是我终生学习的楷模。唯一的遗憾是我自己不够主动，错过了许多与您交流的机会。 还要感谢辅导员以及这四年来给我上课的每一位老师，您们每一位的言行无不感染着我，让我在这四年的有限时间里得到最大的成长。 还要感谢我的室友们，无论是在生活还是学习上，都对我有很大的帮助。在做毕业设计的期间，通过和你们的讨论，让我能过顺利攻破设计中的一个个难点。 此外，要感谢我的父亲母亲，多年来一直给予我鼎力支持和无私奉献。 最后，谨向所有在我大学期间曾经关心和帮助过我的老师和同学表示最诚挚的谢意～ 自动化0802班 刘旭 2012年05月20日 文档包含完整CAD设计文件，电子设计相关包含源代码及设计CAD文件，材料完整，欢迎联系68661508索要