ncp1251中文手册

NCP1251 电流控制型离线电源 pwm控制器 NCP1251是一块高度集成的 pwm控制器芯片，它能够提供高性能的离线电源，而采用 的是 TSOP-6 型小尺寸封装。NCP1251 采用峰值电流控制模式，控制器的工作频率为 65k-100khz而且能提供高达 28v的电源。当副边功率开始下降时，控制器自动将开关频率阻 塞到最低频 26khz，如果功率继续降低，控制器会自动跳频以限制峰值电流。当轻载时，过 功率保护（opp）是很难实现。芯片内部集成的 opp使得仅仅增加两个外部的电阻就可以实 现最大输出功率而不影响其它功能。还有一个过压保护（ovp）的锁存器也连接在同一个引 脚上。为了芯片更方便的使用，芯片内部还集成了一个监测 VCC的过压保护自动恢复装置， 这对于光耦合器的损坏以及不良的开环运行等故障是一个有效的保护。 最后，一个基于计时器的短路保护为芯片提供了最好的保护策略，能够使用户准确的选 择保护点，而不用考虑辅助绕组和功率绕组间的疏耦合。 特点 固定频率 65k-100khz 的电流控制模 式 内部含可调的 opp电路 轻载时频率阻塞到 26khz 低频或者 跳频 内置斜坡补偿 内置 4ms固定软启动 基于 100ms 计时器的短路保护自动 恢复 正常频率模式和阻塞频率模式的跳 变 可选择自动恢复或者锁存短路保护 过压保护输入端以提高稳定性 高达 28v vcc供电 供电电源 VCC的过压保护自动恢复 300mA/-500mA的电流源/沉能力 高压线上低于 100mW的待机功率 EPS 2.0兼容 无铅器件 典型应用： 电视机、机顶盒和打印机的 Ac-dc变换器 笔记本和上网本的离线适配器 典型应用例子 管脚号 管脚名 功能 管脚描述 1 GND - 控制器接地 2 FB 反馈引脚 与光耦合器相连来调 节 3 OPP/OVP 调整过功率保护的闩 锁部分 从辅助绕组接一个电 阻到此引脚，以此设 定过功率保护的值， 当电压升到 3v以上， 进行闩锁 4 CS 电流传感和斜坡补偿 检测原边峰值电流并 且提供斜坡补偿 5 VCC 供电 与外部辅助绕组电压 连接给控制器供电。 当 VCC超过一个设定 值，进入自动回复 6 DRV 驱动输出 芯片的输出端，一般 和外部 MOSFET 的门 极相连 最大额定参数表 参数 额定 数值 单位 Vcc 供电电压，VCC引脚直流电压 28 V Vdrv 当 DRV管脚处于 H状态，瞬时最大电压值 VCC+0.3 V CS,FB,OPP等低功率管脚的最大电压 -0.3-10 V IOPP OPP脚的最大注入反向电流 -2 mA Iscr 锁存模式下 VCC管脚的最大直流电流 3 mA Rbja 结合空气间的热电阻 360 C/w Tj.max 最大结温 150 。C 存储器温度范围 -60~+150 C ESD静电回放能力人体对器件放电 2 Kv ESD静电回放能力 机器放电模式 200 V 使用信息 介绍 NCP1251采用的是的电流控制模式，开关管的关断是由峰值电流设定点决定。这个 芯片实现了结构简单，器件数小，成本效率高等主要因素，尤其适合在低成本 ac-dc适配器 和开放结构供电电源等应用中。NCP120X系列芯片成功的基础上，NCP1251封装了现代电源 设计中所需要的所有必需的部分，在某些部分进行加强，例如：非耗散性 OPP。 带内置斜坡补偿的电流控制模式：峰值电流控制模式工作在固定频率 65khz 或者 100khz， 芯片内部能够产生斜坡补偿信号，这能与电流采样信号进行加和。只需要一个和电流互感器 串联的电阻就可以消除次谐波振荡。 内置过压保护：通过将开通状态下辅助绕组上的一部分反跟随到 OPP 引脚上，就能实现一 个简单的，非耗散性的方式来改变峰值电流的峰值点，这是通过提高体电压来实现的，如果 管脚 3接地，没有过功率保护补偿，如果管脚 3处获得一个-250mv的反压，那么峰值电流 就会出现一个典型值的下降，下降 31.1%。为了是芯片更好的工作，感应电阻上的电压偏移 最大值限定在 0.8v。 低启动电流：当芯片启动时需要一定量的灌电流，这使得实现空载时低待机功率很难实现。 由于 NCP1251的特殊结构，其启动灌电流小于 15uA，这大大方便了低待机功率适配器的设 计。 电磁兼容抖频：内部的低频调制信号能够改变振荡器的频率。通过能量的扩散有助于进行噪 声分析。为了提高在低功率时的电磁兼容特性，在频率阻塞模式下跳频仍然能起作用。 频率阻塞能力:连续的脉冲输入在空载或轻载时是不满足待机功率要求的。为了改善这个区 域的特性，控制器监控反馈引脚的电压，当其达到 1.5v 时，如果反馈引脚电压继续下降， 振荡器启动以此来降低开关频率。当反馈引脚的电压达到 1.05v时，峰值电流设定点会出现 内部冻结，等效频率会进一步下降。直到频率降到 26khz时，反馈引脚电压达到大概 350mv。 在这个工作点上，如果功率进一步降低，那么控制器会进入一个经典的跳频模式。 内置软启动：软启动避免开关在开通过程中的大的功耗。在本控制器中，软启动内部设定为 4ms，当重新启动或者是自动恢复时，软启动被触发。 过压保护输入：NCP1251包含一个锁存输入引脚，这能够检测适配器的过压状态。如果过压 保护输入引脚电压高于内部的参考电压 Vlatch，那么电路就会进行闩锁。Vcc 被下拉到一个 固定的值，保持控制器的闩锁状态。当适配器离开过压工作状态并且 Vcc下降到复位电压一 下，锁存器会进行复位。 Vcc的闩锁过压保护：有时，通过对供电电压 Vcc进行检测来实现电路的保护是很有趣的。 NCP1251通过检测 Vcc引脚实现这样的电路保护。当引脚上的电压值超过一个典型值 25v时， 输入脉冲序列会立刻停止，这部分就被闩锁住。Vcc 会保持在 7v 这样一个典型值，直到断 电。 短路保护：由于变压器的功率绕组和辅助绕组间存在比较大的漏感，电路的短路保护和过载 保护很难实现（辅助绕组电流不会很快下降，当发生输出短路时）。在本芯片中，每当峰值 电流达到 0.8v 的极限值，一个错误标志会被触发，而由于芯片内部有个计时器，此时便开 始一个计时周期。当时钟周期结束而错误标志仍然没有被消除，那么控制器就会进入闩锁状 态，工作在低频的突发模式下。当错误标志被消除时，SMPS恢复运行。请注意：有些版本 的芯片提供自动恢复模式，有些版本在短路时会发生闩锁。 启动过程：NCP1251的启动电压被刻意设置成很高，这是为了使得在小的 Vcc电容条件下能 有大的能量存储。这有助于实现小电流启动，由于小的 Vcc 电容，这并不会影响启动时间。 为了进一步降低待机功率，控制器的启动电流达到一个相当低的水平，低达 15uA。启动电 阻因此可以直接连接在母线电容或者直接连在输入电压端以进一步降低功率耗散。 第一步先计算 VCC电容值，此电容在辅助绕组给芯片供电前为芯片供电。根据经验，t1 在 5ms到 20ms之间。假定需要一个功率电阻工作至少 10ms，Vcc电容值计算如下： 我们先选一个 4.7uF 的电容，通过实验我们可以检测我们对于 t1 的估计。Vcc 电容已 知，我们可以计算出使得芯片 Vcc电压从 0升到 Vcc_on所需要的充电电流。Vcc_on一般取 定为 18v，这个充电电流选取时要确保芯片在最低电源电压(85Vrms)启动情况下，不超过 3s （设计中取 2.5s）： 如果加上控制器内部的 15uA的电流，那么总的充电电流必须达到 49uA，我们把启动外围电 路接到电源端（半波关联），我们可以计算出流入启动电阻的电流在 Vcc达到 VCCon时最小： 为确保充电电流总是大于 49uA，我们可以计算出启动电阻 Rstart-up的最大值： 上述计算都是基于理论值，并且是假设是恒定电流充电。实际上，所需的时间可能更短（或 者更长），这可能导致 Vcc 电容值的减小。因此，降低充电电流或者是增加启动电阻能够降 低待机功率。实验室通过实验制定出一个强制的模型，为了调节这个变换器。如果我们根据 方程 4选取启动电阻为 413k，那么高压线上的功耗为： 由于一开始就选定了 Vcc电容，我们必须保证在空载的情况下电路也能够自己供电。在这种 模式下，跳频会被深度触发，以至于使得输入脉冲很可能被隔开，其影响还包括 Vcc电容上 的比较大的纹波。如果纹波太大，有可能会使得 VCC 达到电压下限，那么会使控制器复位 进行重新启动。一个解决的办法就是增加电容值，但是电容值很明显是由启动时间决定的。 图 40中提供的选项很好的通过在辅助绕组上增加额外的电容解决了潜在问，然而这个电 容是通过一个二极管和 Vcc引脚隔离的。因此，就能够按需要增加电容而不会破坏启动时间 和待机功率。对于本芯片，电容取值一般为 22-47uF。 启动电流有一点要注意:如果降低电流有助于改善待机功率，启动电流值不能降低到低 于在最小输入电压时的那个特定值。在低压线上不能注入足够的电流（30uA）会使得变换 器出现错误而进入自动恢复模式，这是因为 SCR不会持续呗闩锁。设计时为了留有足够的裕 量，建议低压线上至少要保持 60uA 的电流。一个很好的解决就是把 X2 的放电部分和 启动电路部分连接起来，如图 13。 内部过功率保护 现已知有几种方法来进行过功率保护，但都有一些特定的问题。这些问题有增加功耗或 者由于电流感应补偿跳频干扰等。一个降低高压线上的功率容量的方法是利用辅助二极管正 极的负电压摆幅，在功率开关管开通期间这点电压是 NVin，N 是原边绕组和辅助绕组的匝 数比。图 42的一个负的稳定电压的峰值由输入电压决定。本芯片中采用的思路是将负电压 的一部分和 0.8v内部参考电压进行加和。例如，如果在开关管开通期间，电压降到-150mv， 那么内部电流峰值点的设定电压为 0.8-015=650mv。图 42 中采用的规则显示峰值电流设定 点的电压值是如何形成的。 假设我们要将峰值电流从低电压线的 2.5A降低到高电压线的 2A。这相当于电流值的 20%的 下降或者是将设定点电压调制 640mv。为了达到这个水平，OPP引脚上的负电压必须达到： 假设我们采用以下变换器的参数： Vout = 19 V Vin = 85 to 265 Vrms N1 = Np:Ns = 1:0.25 N2 = Np:Naux = 1:0.18 考虑到原边绕组和辅助绕组的匝数比，开通时期副边绕组高电压线上的电压摆动到： 为 了 获 得 方 程 6 的水 平 ， 我 们 需 要 建立 一 个 以 以 下 比 例参 数 的 驱 动 ： 假如任意设定一个下拉电阻 Roppl 的值为 1k，那么我们可计算出上拉电阻的值为： 如果我们画出通过采用所设的一些电阻值下所获得的峰值电流设定点，我们可以得到如下曲线： 过功率保护引脚被齐纳二极管包围，这是为了保护引脚免遭 ESD 脉冲干扰。这些二极管在 雪崩击穿模式下能够接受一些峰值电流并且维持一定量的能量。另一方面，反向注入会引起 向母线注入，这会使电路工作特性很奇怪。为了避免这个问题，引脚电压被嵌位在-300mv 以下，这意味着如果在达到 ESD前向压降前有更多的电流注入，那么最大峰值降低位 40%。 如果电压最后内部齐纳二极管正向偏压，那么我们要注意避免注入电流超过-2mA。考虑到 Roppu的值，目前所采用的参数情况下是不会出现这种情况的。 最后，请注意内部的另一个比较器，它将峰值电流点的电压固定在 0.8v，即使 OPP 管脚意 外地偏压在 0v以上。 频率阻塞 空载时待机功率的降低是和提高效率的需求连接在一起的，这要求在传统的固定频率运行 方式上做一点改变。本控制器实现了开关频率的摆动阻塞，当反馈电压低于设定值 Vfold， Vfold一般为 1.5v左右。在这个工作点，振荡器进入频率阻塞阶段，降低开关频率。峰值电 流的设定点电压能够跟随住反馈引脚电压，知道反馈电压达到 1.05v。在这个值一下，峰值 电流设定点冻结在 Vfold/4.2（250mv，或者说是偏离最大设定点 0.8v31%），那么唯一进一 步降低传输功率的方法就是将工作频率降低到 26khz。当反馈电压达到 350mv时，频率调到 26khz。低于这个点时，如果输出功率继续下降，电路进入跳频状态，这个工作模式最适合 在空载条件下的无噪声工作。图 44描述了这部分应用的策略。 自动恢复短路保护 输出短路或者出现输入功率过载时，内部会有一个错误标志，并且启动一个倒计时时钟。 如果错误标志持续超过 100ms，驱动脉冲就停止，Vcc引脚会缓慢降低到大概 7v。在这个点， 控制器重新工作，Vcc通过电阻启动网络重新建立。当 Vcc达到 Vcc-on时，控制器会重新 启动，并且检测错误标志是否还在。如果错误标志还在，那么电路就进入所谓的打嗝模式。 如果错误标志被清除，那么供电恢复。请注意，每次重新启动过程中都会触发软启动。 斜坡补偿 NCP1251 包括内置的一个斜坡补偿信号，这是只在开通时缓冲振荡时钟产生的。在最 大工作周期时，在最大占空比时这个补偿信号的幅值大约为 2.5v，斜坡补偿被采用来解决在 CCM电流控制工作模式下的次谐波振荡问题。当占空比高于 50%时，这些振荡发生，其频 率是开关频率的一半。为了降低电流环增益，经常在电感电流的下降斜坡的 50%-100%.图 46描述内置斜坡补偿是怎样产生的。请注意，在关断期间，斜坡信号是不会连接到 CS引脚 的。 在 NCP1251控制器中，振荡斜坡有 2.5v的摆幅，以及在开通时间的 80%就达到峰值。 那么相应的，斜坡的斜率为： 在反激式电路设计中，假设原边电感 Lp=770uH，开关电源供电 19v，而原副边匝数比为 1:0.25， 关断时期原边电流的上升速度为： ， 已知感应电阻是 330mΩ，上述的电流斜坡补偿编程了下面的电压斜坡补偿： 如果我们选择下降斜率的 50%作为斜坡补偿量，那么我们因注入一个斜率是 17mv/us的斜坡 信号。我们的内置补偿是 208mv/us，那 Rcomp 和内部 20kΩ的电阻的一个比值为： 上述阻值的电阻会被插入在感应电阻和 CS引脚之间，建议加入一个 100pF的电容，跨接在 CS 管脚和地之间，以达到改善噪声的效果。请确保这两个元器件都和控制器排列比较近距 离。 控制器的闩锁 过功率保护引脚不仅仅允许峰值电流点的电压降低，而且提供了一种闩锁的方法。当此部分 被闩锁住，Vcc 引脚会被内部下拉到 7v，这部分保持这个状态直到用户使得 Vcc 经历一次 下降上升过程，比如拔掉电源。有一点值得注意，SCR 会保持闩锁的状态只要注入电流保 持在最小值 30uA以上。当电流低于这个值时，SCR解除闩锁，设计者要保证即使是在最低 输入电压下注入电流足够大。否则会使得电路自动恢复。好的设计要确保在最低电压输入时， 电流要在 60uA以上。通过检测 OPP引脚和一个 3V的参考电压进行比较来决定是否进行闩 锁。然而，因为有噪声的原因，实际上为了避免在关断期间的漏电感的作用，一个 1us的空 白延时放在 OVP比较器被检测之前。那么，只有在高能状态持续至少 600ns时，OVP比较 器的输出才是有效的，否则比较器的输出值被忽略掉。那么，一个计数器能够确保 4个 OVP 都成功发生在闩锁之前。有好几种实现方法，方法的选用基于精确度的要求以及想要控制的 参数是哪些。最早也是最容易实现的方式是在 OPP 上增加一个电阻驱动。这个解决方法简 单廉价，但要求插入一个二极管以防止在开通时期干扰 OPP驱动。 首先，结合上述方程计算 OPP 网络。然后，假设当输出电压炒锅 5V 时，对控制器进行闩锁。 在辅助绕组上，稳定值通过匝数比反应了输出电压，以防电压偏离 19v适配器，稳定值将上升到： 由于 OVP比较器在 3v附近摆动，通过一个 1k的下拉电阻，会有 3mA的电流。从 3v到 18v， 我们需要一个额外增加 15v，在 3mA 电流以及忽略串联二极管正向压降的条件下，需要一个串 联电阻： 正常情况下，稳定值在14V左右，考虑到1/6的比例系数，OPP引脚电压通常情况下会在 14/6=2.3V， 留一个 700mv的裕量。一个 100pF的电容跨接在 OPP引脚和地之间以此来改善抗噪声能力并且 当外部电压突变时防止电压的不规律抖动。这个电容不能太大，否则 OPP 信号会被积分常数影 响。 第 二 种 解 决 OVP 检 测 的 方 案 是 用 提 到 过 的 齐 纳 二 极 管 。 在这个配置下，为了保持 18v 的水平，我们选用 15v 的齐纳二极管。通常情况下，OPP 管 脚上的电压在关断期间接近 0v，这是因为齐纳二极管处于阻断状态。与图 17的电阻串相比， 这个技术改善了系统的抗噪声能力。请注意 OPP引脚上的电容降到 10pF-22pF。这个电容式 必须的，这可以阻止二极管寄生电容和偏压绕组的漏电感间的耦合。尽管在关断时会有 1us 的空白延时。电容 C1能足够的进行充电，考虑到时间常数，可以使电容的放电缓慢，这可 能会影响到消隐电路。当完成了齐纳二极管的选取，仔细地检测 OPP 引脚的电压（短探针 连接）很重要，并且确保留有足够的裕量。 过温保护 在很多设计中，适配器必须对温升作出保护，例如，当适配器盒子内部的温度升高到超过一 个特定值。图 49中显示了怎样利用外部 NTC（热敏电阻）和一个串联二极管实现过温保护。 原则还是一样的：确保 OPP 电路网络不被而外增加的热敏电阻和二极管影响。当热敏电阻 阻值随着温度升高而下降时，OPP 引脚上的电压在关断期间会缓慢上升，一旦超过了 3v， 并且保持连续的 4个时钟周期，控制器就会闩锁。 回到 19v的适配器，我们已经发现辅助二极管稳定电压在通常情况下是 13v。我们选取的热 敏电阻在 25c时阻值是 470k，当温度升高到 110c时，阻值下降到 8.8k。如果辅助绕组的稳 定电压是 14v，并且考虑二极管的 0.6v 的正向压降，在错误模式下，热敏电阻两端电压是; 当 温 度 是 110c ， 热 敏 电 阻 阻 值 是 8.8k 时 ， 热 敏 电 阻 的 电 流 为 ： 因此，底部电阻 Roppl可以很容易地计算出来： 由于下拉 opp 电阻已知，那么我们能计算出上部分电阻 Roppu 的阻值来调整在选定输出功 率水平下的功率极限。假设我们需要使设定点的 0.8v的电压有一个 200mv的下降并且导通 状 态 下 辅 助 绕 组 的 正 极 是 -67.5v ， 那 么 在 电 阻 Roppu 上 的 电 压 降 为 ： 这个情况下，下拉电阻 Roppl的电流是： Roppu的阻值就能很容易的计算出来： 过压保护和过温保护结合 过温保护和基于齐纳二极管的过压保护可以结合起来，如图 50所示： 在正常的 Vcc/输出情况下，当齐纳二极管没有导通时，热敏电阻可以驱动 opp 管脚并且触 发适配器以免温度过高。在温度正常时，如果环路被破坏了，电压偏移会被检测到，控制器 会关闭转换器。 在 opp引脚既不用于过功率保护也不用于过压保护时，opp引脚可以接地。 滤掉尖刺 辅助绕组上容易产生尖刺，它会耦合到 opp引脚上，通过齐纳二极管和串联二极管的寄生电 容。为了防止不利的触发过压保护电路，可以在对电路检测前安装一个 RC滤波器。典型值 给定在图 51中，这些值必须被选取以此来提供足够的滤波功能而不会因为过度的电流循环 而降低待机功率。 对 Vcc放入闩锁 Vcc引脚始终被一个比较器检测着。当 vcc超过 25.5v时（典型值），所有的输入脉冲立刻 停止，而 Vcc 下降到 SCR 的闩锁水平，7v左右。只要 SCR中有足够的电流，至少 30uA， 控制器就会一直维持在这个状态，建议留一些裕量，在低电压线上，电流至少为 60uA。