基于并联逆变器的并联型功率因数校正技术研究

第 9卷 � 第 6期 � 2009年 3月 1671-1819( 2009) 6-1409-06� 科 � 学 � 技 � 术 � 与 � 工 � 程 Science Techno logy and Eng ineering � Vo l� 9� No� 6� M ar. 2009 � � 2009� Sci� Tech�Engng� 机电技术 基于并联逆变器的并联型功率因数校正技术研究 张 � 敏 � 谢少军 1 � 徐大林 (中国船舶重工集团公司江苏自动化研究所,连云港 222006; 南京航空航天大学 1,南京 210016) 摘 � 要 � 提出了并联于电源与负载之间的并联型功率因数校正技术,采用倍频载波相移 SPWM 技术的并联逆变器作为主电 路结构, 降低功率器件的电流等级,提高逆变器的等效开关频率。从电源电压和逆变器直流侧电容电压提取电源电流的指令 电流的相位和幅值信息,采用电压外环 P I调节电流内环 P调节实现电源电流与电源电压同频同相,控制算法简单, 鲁棒性好。 进行了仿真和实验验证,带线性及非线性负载时功率因数达到 0. 99,谐波畸变率低, 结果证明了并联型 PFC的正确性和有 效性。 关键词 � 功率因数校正 � � 并联逆变器 � � 倍频载波相移 SPWM � � 双闭环控制 中图法分类号 � TM 714. 1; � � � � 文献标志码 � A 2008年 11月 13日收到 第一作者简介:张 � 敏 ( 1984� ) ,女,山东青州人,硕士研究生, 研究 方向:功率电子变换技术. E-m ai:l zhang1984m in@ 163. com � � 随着电力电子装置的广泛应用, 谐波污染问 日益严重。功率因数校正技术 ( PFC)作为抑制电网 谐波, 提高电网输入端功率因数的有效手段, 逐渐 成为研究热点。其中有源 PFC技术因体积小、重量 轻、谐波畸变率 THD小、功率因数高等优点而得到 广泛应用。但因其串联在桥式整流器和负载之间, 需要处理交直流变换的全部功率, 为了保证输入电 流的正弦性, PFC电路的功率管需要工作在高频状 态下, 尤其对于中高频系统,器件选取困难,效率低。 参考并联型有源电力滤波器 ( SAPF)拓扑, 提出 并联型 PFC的概念。利用并联接入电网电源与输 出负载之间的逆变器输出负载补偿电流, 构成并联 型 PFC, 使输入端电流的波形跟踪输入正弦电压波 形,从而实现功率因数校正。与传统的串联型 PFC 技术相比,并联型 PFC技术的优势在于: 无需处理 全部交直流变换功率, 只需处理谐波和无功功率; 由于采用并联型结构, 易于应用级联型多电平逆变 电路或是多个逆变器并联的结构 [ 1] , 提高 PFC的等 效开关频率, 减小开关损耗, 实现较低开关频率下 的大容量谐波补偿。 1� 并联型 PFC的原理及控制 1. 1� 系统的拓扑结构及工作原理 并联型 PFC的电路拓扑如图 1所示,负载由二 极管布控整流桥组成, 逆变器直接接入电网与负载 并联。并联逆变器由几个小功率的逆变桥通过电 感 L在交流侧并联而成, 各个逆变桥的结构和参数 完全一致,直流侧有各自的储能元件。该电路结构 具有功率管电流应力小、易于实现模块化等优点, 且与级联逆变器相比不存在直流侧不均压问题。 图 1中谐波源负载电流 iL 中除了基波有功电 流 iLf外还含有谐波及无功电流 iLh。要实现单位功 率因数,使电源电流达到与电源电压同频同相的正 弦波的控制目的,可以直接控制电源电流 is为负载 电流基波有功分量 iLf, 则逆变器输出的即为谐波及 无功电流 iLh [ 3, 4 ]。上述原理可用下列公式描述: is = iL + ic ( 1) iL = iLf + iLh ( 2) 令 � is = iL f ( 3) 图 1� 并联型 PFC电路拓扑 则 � ic = - iLh (4) 逆变器直流侧电压由电容器维持, 忽略其本身 损耗稳态时逆变器只能吸收或发出谐波及无功电 流 [ 5] ,且最终控制目标是使电源电流与电源电压同 频同相。因此电源电流的指令电流的幅值可由逆 变器直流侧电压闭环控制器的输出决定, 相位可由 电源电压决定。 1. 2� 基于倍频载波相移 SPWM技术的并联逆变器 倍频载波相移 SPWM ( CPS-SPWM )技术是指在 单元数为 N的逆变桥组合装置中, 每个单元采用相 同的正弦调制波信号, 只是每个桥的载波依次相移 �= 2� /N角度。如果并联逆变器中每个桥都用倍 频 SPWM调制方式,即用两个频率、幅值相同、相位 相反的调制波和载波三角波交截产生两个控制信 号,分别控制逆变器的两个上管, 下管与上管互补 导通, 则每个桥的等效开关频率为两倍的载波频 率 [ 6]。采用倍频 CPS-SPWM后, N 个逆变器的载波 之间依次相移角度为 �= � /N。 N个逆变器的并联叠加电路如图 2所示。 假设单个逆变器直流侧电压为 E,正弦调制波 幅值为 UrP,角频率为 �r, 三角载波的幅值为 Vc, 角 频率为 �c, 令幅度调制比 M = Urp Vc � 1, 频率调制比 图 2� 逆变桥的并联叠加电路 F = �c �r � 1,各个逆变器单元输出电压为 u1 ~ uN , 它 们的载波三角波依次滞后 � N 相位角, 即 �y = �(y - 1) N 。显然, u1 ~ uN 的傅立叶分解展开式的差 别,仅在载波初始相位的不同。则采用倍频调制方 式的第 y个逆变器输出电压傅立叶分析如下式: uy =ME sin(�r t )+ 2E� � � m= 1, 2,� � � � n= �1, �3, � Jn (mM�) m cosm �- �� � N (y- 1) sin[ (2mF + n)�r t] ( 5) 其中 m为相对载波的谐波次数, n为相对调制波的 谐波次数。由上式知, u1 ~ uN 具有相同的基波, 但 瞬时值电压是不同的, 故必须通过电感并联, 根据 节点电压法得: u = u1 X 1 + u2 X 2 + �+ uN XN / 1 X 1 + 1 X 2 + �+ 1 XN ( 6) 式 (6)中, X 1、X 2�XN 为并联逆变器交流侧电感 L1、 L 2�LN 的电抗值。当 X 1 = X 2 = �= XN 时, u= u1 + u2 + �+ uN N ( 7) 由式 ( 5)和式 ( 7)推出 N 个倍频调制逆变器并 联后的输出电压傅立叶级数为: 1410 科 � 学 � 技 � 术 � 与 � 工 � 程 9卷 u = 1 N � N y= 1 uy = ME sin(�r t) � 2E� ��m =N, 2N, � � � � n = � 1, � 3, � Jn (mM�) m sin[ (2mF + n ) �r t] (8) 对比单个 SPWM 逆变器输出波形的傅立叶级 数可知: N个倍频 SPWM逆变器并联叠加后的输出 波形的基波分量没有损失保持单桥输出波形的基 波分量不变;谐波分布为一系列中心频率谐波以及 这些中心频率谐波两边的幅值以函数 Jn (mM �) m 下 降的边频谐波,最低次谐波群的中心频率为 2NF � 1, 即采用倍频 CPS-SPWM 技术可以在不提高开关 频率条件下将等效开关频率提高 2N倍。 1. 3� 系统的双闭环控制方案 并联型 PFC系统采用电压电流双闭环控制策 略,以两桥并联为例给出系统的控制框图如图 3 所示。 图 3� 并联型 PFC系统控制框图 并联型 PFC系统的直流侧电压采用最大值 PI 控制, 动态过程中, 可保护电容电压不超过最大安 全电压。采样并联两逆变桥的直流侧电压, 选取最 大值 u c与基准值 Vref比较送入 PI调节器, 输出电源 电流的指令电流幅值 I*s ,采样电源电压 u s得到与其 同频同相的单位幅值正弦信号 s, 将 s与 I*s 相乘作 为电源电流的指令信号 i*s ,并联型 PFC系统利用直 流侧电压的闭环控制作用,直接得到电源有功电流 信息, 即有功电流幅值 I*s。 并联型 PFC的电流环如加入积分 I调节会引起 谐波相位的滞后, 直接影响主电路谐波补偿效果, 因此电流环采用 P控制器,即将实际电流与指令电 流误差经过 P调节后作为调制信号,和多路移相的 三角波比较产生多路 SPWM开关信号。 该控制方案性能优异且结构简单, 鲁棒性好, 不仅具有良好的输入端功率因数校正特性, 而且控 制算法简单,易于工程实现。 2� 仿真分析 图 4� 不同负载下的系统仿真波形 � � 运用 MATLAB7. 1的动态仿真工具 S imulink搭 建单相并联型 PFC系统仿真模型, 系统采用的参数 如下:单相电源电压 110 V /50 H z,主电路为两逆变 桥并联功率开关采用理想 IGBT, 直流侧电容 1 650 �F,交流侧电感 0. 6 mH, 单桥直流侧电压基 14116期 张 � 敏, 等:基于并联逆变器的并联型功率因数校正技术研究 � 准为 200 V。三角载波频率为 10 kHz,负载由感性 负载和单相二极管整流桥接感容滤波负载组成。 图 4( a)和图 4 ( b)分别为系统带感性负载 (电 感值为 101. 9 mH,电阻值为 36. 3 � )和二极管整流 桥接感容滤波负载 (电感值为 40 mH, 电容值为 80 �F,电阻值为 62 � )时的各信号波形。 1列出了以上两种负载下对应的补偿前后电 源电流总谐波失真 ( THD)和输入功率因数 ( PF)。 表 1� 不同负载下的仿真结果 负载 线性负载 非线性负载 THD PF THD PF 补偿前 0 0. 75 40. 57% 0. 859 补偿后 3. 8% 0. 999 5. 62% 0. 996 � � 通过以上仿真波形和数据可知, 系统电源电流 补偿前与电源电压存在相位差或者波形本身有畸 变时, 补偿后均能达到与电源电压相位一致且实现 正弦化,补偿效果好, 提高了输入端功率因数。 图 5给出了系统带如上非线性负载时的负载电 流即补偿前的电源电流频谱图,图 6( a)和图 6( b) 分别为不采用载波相移 SPWM 技术和采用载波相 移 SPWM技术情况下补偿后的电源电流频谱图。 图 5� 补偿前电源电流频谱图 由图 5所示电流频谱可见, 补偿前电源电流中 含有大量的谐波分量,其中 3次、5次谐波含量高达 39. 9%、5. 05% , 7次、9次谐波含量也很大。 对比图 5、图 6补偿后电源电流谐波含量明显 减少, 其中图 6 ( a)没有采用倍频 CPS-SPWM, 而是 采用普通的双极性 SPWM调制技术,其最低次谐波 图 6� 补偿后电源电流及其频谱图 群的中心频率为 200次,且谐波含量高达 10. 5%。 图 6( b )采用倍频 CPS-SPWM调制技术, 且开关频 率不变, 其最低次谐波群的中心频率为 2 � 2 � 200= 800次,谐波含量也大幅降低了。对比图 6( a) 和图 6( b), 采用倍频 CPS-SPWM技术后, 等效开关 频率提高了 2N 倍,降低了谐波含量, 可见仿真与前 面的理论分析一致。 3� 实验验证 根据以上理论和仿真分析, 了一台单相并 联型 PFC实验样机。其中主电路采用两桥并联逆 变器,直流侧采用 1 650 �F铝电解电容, 交流侧电 感值约为 0. 6mH,电源电压 110V /50H z,直流侧电 压参考值设为 200V,采用倍频 CPS-SPWM调制, 开 关频率为 10 kHz。并联型 PFC系统采用全数字控 1412 科 � 学 � 技 � 术 � 与 � 工 � 程 9卷 制,直流侧电压控制、电源电流控制、倍频 CPS-SP- WM信号产生等均由 DSP数字芯片实现, 控制算法 灵活, 调试维护方便, 大大简化了硬件电路。系统 过压、过流故障保护由 DSP程序和保护电路实现。 图 7分别给出了系统带线性负载 (感性负载 ) 和非线性负载 (二极管整流桥接电容滤波负载时的 实验波形 )。 图 7� 不同负载下的系统实验波形 由以上实验波形可以看出, 经并联型 PFC补偿 后电源电流与电源电压同频同相, 达到很好的功率 因数校正效果。 表 2为以上两种负载情况下的实验结果, 列出 了对应的补偿前后电源电流 THD和输入 PF。 表 2� 不同负载下的实验结果 负载 线性负载 非线性负载 THD PF THD PF 补偿前 0 0. 75 26. 45% 0. 918 补偿后 5. 8% 0. 999 6. 62% 0. 993 � � 以上实验数据表明应用并联型 PFC技术在线 性或非线性负载下都能使功率因数提高到 0. 99以 上,线性负载下并联型 PFC引入了一定得高频谐 波,使得电源电流 THD增加, 但仍在可以接受的范 围之内;非线性负载下 THD明显减小, 达到了抑制 谐波,提高功率因数的目的。 4� 结束语 阐述了并联型 PFC的工作原理, 分析了基于倍 频载波相移 SPWM调制技术的并联逆变器的特性, 在理论分析的基础上进行了仿真和实验验证, 结果 表明在较低开关频率下该并联型 PFC具有良好的 补偿效果和功率因数校正性能。通过增加并联桥 的数量能够满足大功率的补偿,提高等效开关 频率,且系统结构简单, 控制方便, 可靠性高, 是一 种很有应用前景的谐波及无功问题解决方案 参 � 考 � 文 � 献 1� 刘凤君.采用 SPWM单相全桥逆变器串并联的多电平逆变器.电 源技术应用, 2006; 9 ( 10) : 6� 12 2� 李建林,张仲超,许洪华.基于级联 H 桥五电平变流器 SAPF的应 用研究.电工技术学报, 2006; 21( 2) : 79� 82 3� 王兆安,杨 � 军,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿,第 2版.北 京:机械工业出版社, 2005 4� Wu J-C, JouH-L. S imp lif ied controlm ethod for th e s ingle-ph ase ac- tive pow er filter. IEE Proc. EPA, 1996; 143( 3 ): 219� 224 5� 王广柱.并联型有源电力滤波器电流控制的等效原理.中国电机 工程学报, 2006; 26 ( 15) : 40� 45 6� 谢少军, 陈 � 万. 电压电流双闭环瞬时值控制级联逆变器研究. 南京航空航天大学学报, 2004; 36( 5) : 590� 594 14136期 张 � 敏, 等:基于并联逆变器的并联型功率因数校正技术研究 � Study of Shunt PFC Technology Based on Shunt Inverter ZHANGM in, X IE Shao- jun 1 , XU Da lin ( J iangsu Au tom at ion Research Ins titu tion ofC SIC, Lianyungang 222006, P. R. Ch ina; Nan jing U n ivers ity ofAeronau t ics and Astronau tics1, N an jing 210016, P. R. Ch ina) [Abstract] � A shunt PFC techno logyw hich is shunted betw een the pow er supp ly and the load is proposed. Shunt inverter w ith frequency-doubling carr ier phase shifted SPWM techn ique is used as the ma in circu it structure to re- duce the device currents rate and sw itch stress and enhance the equivalent sw itch frequency. The phase ang le o f the source current re ference is determ ined by the source voltage, wh ile themagnitude of that is obtained from controlling the DC side capac itor vo ltage of the inverter. The PFC is rea lized by inner current loop P contro l and outer vo ltage loop PI contro l for its simple arithmet ic, good robustness. The simu lation and experimental results show that th is system can ach ieve a h igh pow er factor of 0. 99 and low total harmonic disto rtion under linear or non linear load. So the validity and efficiency of the proposed shunt PFC technology are confirmed by the num erical results. [Keywords] � pow er facto r correction� � shunt inverter� � frequency-doubling carrier phase shifted SPWM � � doub le c losed- loop control (上接第 1408页 ) Dynam ic Emulation of Excavator Based on V irtual Prototyping Technology CHEN Hu-i x ian, WANG Zeng * , ZHOU Y ing-huan 1 ( College ofM echan icalEng ineering, Lanzhou Un iversity ofT echnology, Lan zhou 730050, P. R. Ch ina; Techn ical andR esearch C en ter of Flu idM ach inery Engin eering, J iangsu Un ivers ity1, Zhen jiang 212013, P. R. Ch ina) [Abstract] � Based on virtual prototype techno logy and the parameterization suppositiona lmode l building mode l techno logy Pro /E, it bu ilt the components and entirety o f excavator on the p latform. M aking use of the Pro /Em ech- an ism modu le to get the resu lts of dynam ic emulat ion. It can check the feasibility of the design plan and the static state interference problem on v irtua lmode l basis, can d iscover ex istence defect in design ing, carry outmod ification on the design p lan in t ime. The methods turn to have super iority w hich tw o-dim ensionalmode ling method is una- b le. It can be seen that 3-D v irtualmode l bu ilding to complicated organ ization is feasible and conven ien.t [Key words] � v irtual pro totyping� � Pro /E� � 3-D v irtualmodel build ing� � dynam ic emu lation 1414 科 � 学 � 技 � 术 � 与 � 工 � 程 9卷