第八章 同步扫描电路分析

null第八章 同步扫描电路 第八章 同步扫描电路分析 8.1 同步扫描电路概述 8.2 同步分离与抗干扰电路 8.3 行扫描电路 8.4 场扫描电路 复习思考 8.1 同步扫描电路概述 8.1 同步扫描电路概述 同步和扫描系统通常由下列电路构成: 同步分离电路、行频自动控制电路、行振荡电路、行激励放大和行输出电路 场积分电路、场振荡电路、锯齿波形成电路、 场激励放大和场输出电路。其方框图如图8-1所示。 null图 8 - 1 同步扫描系统方框图null 对行、 场扫描电路的主要要求是: (1) 光栅的非线性失真和几何失真要小。一般行扫描的非线性失真小于12%。 由于人眼对垂直方向失真比较敏感, 场扫描电路的非线性失真要小于8%。光栅的非线性失真主要决定于行、 场扫描的电路设计。 光栅的几何失真一般要求小于1.5～3%, 它主要由偏转线圈的绕制模具和绕制工艺决定。 (2) 行、场扫描电路同步性能要好 同步稳定、可靠, 对干扰信号的抑制能力强。场扫描电路和隔行扫描性能好, 不产生并行现象, 清晰度高。行扫描电路的同步引入范围和保持范围要适当, 一方面保证温度变化和电源电压波动时, 同步良好另一方面又要保证抗干扰能力优良, 不产生图像顶部扭曲。 null (3) 振荡频率稳定, 受环境温度、电源电压变化的影响小。 (4) 电路效率高, 损耗小。行、场扫描电路的效率主要决定于行、场扫描电路的输出级。 (5) 行、场扫描电流的周期, 正、逆程时间要符合国家现行电视制式。 8.2 同步分离与抗干扰电路 8.2 同步分离与抗干扰电路 8.2.1 幅度分离电路 典型的幅度分离电路如图8 - 2所示。它是由一只晶体管和电容C、 电阻RB、 RC构成。输入信号是检波后的视频全电视信号, 通常峰峰值在2V左右。输出的信号是复合同步信号, 为简单起见, 图中只画出了行同步脉冲, 在图8-2的电路中, 它是向下的, 幅度在10V以上。 nullnull 幅度分离电路的工作原理: 晶体管不加直流偏置, 无信号时它处于截止状态, RC上无压降, 输出端的电平为电源+12V。 当视频全电视信号到来时, 晶体管的发射结与电容C、电阻RB构成一个类似检波的电路, 在信号电压大于0.65V的同步脉冲时间内, 发射结导通, 电容C被充电, 充电电流i充的路径如图8 - 2中所示。 当同步脉冲过去后, 信号电压低于0.65V, 发射结不导通, 电容C上的电荷经过RB和信号源(前级)放电, i放的路径如图所示。 如果信号波形重复若干个行周期, 这个充电、放电过程稳定地平衡下来, 电容C上的电压等于信号电压的平均值。 null 换言之, 电容C把信号电压的直流分量(平均值)隔断。 晶体管只在同步脉冲的时间内导通, RC上产生电压降, 输出电压就成为图中所示的负脉冲, 脉冲幅度为电源电压减去管子饱和压降, 大于10V。 这样就完成了把同步脉冲从视频全电视信号上切割下来的作用。 在图8 - 2的电路中还具有箝位作用, 它使同步头的电平始终箝在0.65V上下。 发射结起着箝位二极管的作用。 箝位的必要性: 图像信号的平均值随图像内容要发生变化, 当画面较暗时, 平均电平就向上移动, 趋近黑色电平。 反之, 当画面出现明亮的场景时, 平均电平就要下移, 趋向白色电平。null 此外, 接收信号的强度因地点、 天线方向和周围建筑物分布情况等因素会有较大变化, 尽管接收机中采用自动增益控制(AGC)电路, 但中放输出电平也会有百分之几十以上的变化。 所以检波后的视频崐全电视信号其幅度仍有一定的变化, 所以不宜采用一个固定的电平来切割同步头, 否则, 当信号幅度和平均值发生变化时, 切下来的同步头高度就不同, 甚至可能切到图像信号电平上。于是同步就会不稳定, 影响收看效果。 null 图8-2电路的特点是, 当输入信号幅度变化时, 电容上的平均电压也随之变化, 维持基极导通电压在0.65V上下(或者说, 发射结的负偏置自动随信号幅度和平均值的变化而移动)。 晶体管工作于开关状态, 在同步脉冲来到时, 瞬时导通, 当同步脉冲过去后, 大部分时间是截止的。 要使输出同步脉冲波形良好, 就应当用开关晶体管。并且, 晶体管的饱和压降要低, 保证10V的输出幅度。 电容C的值要恰当, 不宜太小, 其充电时间常数应比场同步脉宽大几倍, 否则输出场同步脉冲顶部会跌落。 但C太大, 则不能适应图像信号内容(平均值)的变化, 使得画面快速切换时同步脉冲丢失(C上充的电压来不及泄放, 后续的若干行脉冲不导通)。通常C的值在1μF上下。 null 图8-2的输入信号是负极性的, 由于经检波输出电路的输出信号大多数是正极性的, 正极性视频全电视信号的幅度分离电路如图8-3中V2, 其工作原理同图8 - 2。 其中晶体管V2采用PNP型的, 当向下的同步头来到时它可以导通。 其余时间截止。 输出电阻接在集电极和地之间, 输出的脉冲向上。 幅度仍为10V以上。 偏置电阻68 kΩ及510 kΩ, 使V2基极略有一点偏置, 处于刚要导通的状态, 以提高同步灵敏度。 nullnull 8.2.2 抗干扰电路 在幅度分离电路之前通常有一级抗干扰电路(在集成电路构成的这部分电路中, 有时称为消噪电路)。 当室内照明、 家用电器开关或室外的工业、雷电干扰串入电视机电路中, 会造成干扰, 破坏同步 工作。图8-3, 虚线脉冲示外来的干扰, 它的瞬时值可能很大, 甚至超过同步头。当干扰脉冲混在同步脉冲群中, 作用于幅度分离电路时, 会使接收机扫描失去同步。同8-3是常用的分立元件抗干扰电路。它的工作原理如下: null 在正常工作时, 晶体管V1处于饱和导通状态, 其集电极电压小于1 V。 二极管V D1的负极电压约为6.7V, 正极7V, 因此V D1导通。 输入的视频全电视信号经过C1、 V D1直接加到幅度分离级(V2的基极)上。 当负极性的大幅度的干扰脉冲出现时, 通过C2、 VD2耦合到V1基极, 使V1截止, 于是VD1的负极电压升到+12V而截止, 使干扰脉冲不能加到同步分离级。干扰过后,V1恢复导通, 正常工作。 这种干扰电路可以消除很大的干扰, 效果令人满意。 还有一些抗干扰电路, 如简单RC并联电路, 当串接于同步分离级的基极电路中, 也可以削弱干扰脉冲对基极的作用。null 8.2.3 脉宽分离电路 幅度分离电路分离出来的是复合同步信号, 其中包含行、 场同步信号。 接下来是把这两者分离开来。 这两种同步信号的区别在于脉宽不同, 场同步脉宽接近于160μs (2.5 TH), 而行同步脉宽只有4.7μs。 因此只要能鉴别脉宽, 就能实现两者的分离。 最简单的脉宽鉴别电路是积分和微分电路。 图8-4(a)是RC积分电路, 当行、场同步脉冲加在它输入端时, 输出波形如图8-4(b)所示。 对于4.7μs的行同步脉冲, 输出很小, 而160μs的场同步脉冲来到时, 积分后输出一个幅度较大的锯齿波, 如图中所示。null 因此在积分电路输出端, 行同步脉冲几乎消失, 只剩下场同步脉冲。这样就实现了把场同步脉冲从复合同步脉冲群中取出来的任务。这个锯齿波直接送到场振荡器去同步场振荡脉冲的发生时间。 nullnull 通常选择积分电路的时间常数RC为几十μs, 它比行同步脉宽4.7μs大十几倍。 在输出端场同步脉冲的幅度比行同步脉冲的幅度大十几倍, 具体计算可以通过RC电路对于脉冲信号的响应(1-e-t/RC)来求得, t取4.7 μs和160μs就可得到两者的比值(本节不讨论)。 图8 - 5给出一个实际使用的积分电路, 它有两节RC电路。 从晶体管发射极输出的复合同步脉冲经两节RC电路积分后, 场比行脉冲大30倍左右。 行同步脉冲的剩余波约为0.07 V (峰-峰), 场同步脉冲的幅度为2V。 (输入复合同步脉冲的幅度为5V)。这两节积分电路的时间常数分别为79.2μs和39.6μs。 nullnull 利用微分电路可以去掉场同步脉冲而取得行同步脉冲。 因为微分电路只对脉冲的上升和下降跳变有反应, 对脉冲宽度没有响应。本小节只讨论微分电路的原理和实用电路形式。 图8 - 6是RC微分电路。当RC时间常数比脉宽小得多时, 输入矩形脉冲波的ui, 输出电压只反应ui脉冲上升和下降边缘, 成为两个尖头脉冲, 向上的尖头对应ui脉冲的上升沿, 下尖头对应ui脉冲的下降沿。 因为电容C很小, ui脉冲前沿到来时, 立即把C充满电荷, 于是在脉冲平顶时间内输出uo降到零。直到ui下降时, uo再随着反应电容C放电而成为负尖脉冲。 因此输出uo(t)是输入ui(t)的微分。 这种微分电路对于宽或窄的同步脉冲反应的均是一对向上、 向下的尖头脉冲。 于是场同步信号消失, 仅剩下行同步信号。通过微分电路的行同步脉冲再经整形放大就加到AFC电路上去同步行扫描振荡。 nullnull 图8 - 7所示电路是ICTA7609P中的同步分离电路, 其工作原理与前述相似。c是幅度分离管, 负极性的全电视信号通过隔离电阻3R01, 经耦合电容3C01、3D01加到Q1基极即16脚上。 在未加信号时, 无基极偏压, Q1截止 当同步脉冲到来时, 输入端处在高电平, 此时3D01、 Q1均导通, 3C01被充电, 由于充电时间常数小, 3C01上充有接近同步脉冲幅值的电压。 同步头过去之后, 3C01经3R02放电, 时间常数较大, 放电很慢, 所以在3C01上存在一个对Q1而言的反偏压。 它使Q1在扫描正程期间保持截止, 从而Q1集电极分离出负极性的行、 场复合同步脉冲, 供给行扫描系统自动相位控制的鉴相器, 作为行同步信号。 nullnull Q1集电极分离出的复合同步脉冲经Q2～Q5整形放大后, 由14脚输出, 供给场扫描系统积分后做场同步信号。同时, 复合同步也作为彩色解码器的色同步选通脉冲和亮度通道的钳位脉冲之用。3C02、 3D01组成抗脉冲干扰电路。 由于3C02、 3D01, 一旦大幅度窄干扰脉冲到来, 3C02上很快充有较高的电压, 而3D01上电压则因容量大, 电荷变化慢而没有多大变化。 在干扰消失后, 3C02通过3D01很快放电, 使大脉冲干扰造成很负的偏压迅速下降, 从而保证了电路正常切割。 8.3 行扫描电路8.3 行扫描电路 8.3.1 行扫描电路方框图 图8 - 8是一般电视机行扫描电路的方框图, 行扫描电路主要由振荡器、 激励级、 输出级以及高压电路等几部分组成。 由于行频很高(15 625 Hz), 为使行输出级获得较高的效率, 这一级采用开关电路来产生锯齿波电流。 行振荡器产生的矩形脉冲信号经过激励级放大后送给行输出级, 行为输出电路的开关信号。null 因为行同步脉冲比较窄(4.7 μs), 极易受到外界的干扰影响, 所以一般都不是简单地采用微分电路直接从复合同步信号中取出行同步信号, 而是采用间接同步的方法, 把行输出的信号与外来的同步信号相比较, 由行频自动控制(AFC)电路根据两者的相位差输出一个误差信号电压, 加到行振荡器上, 间接地控制行振荡器的频率和相位, 从而达到同步的目的, 并且大大地提高了电路的抗干扰能力。 nullnull 8.3.2 行振荡器 行振荡器的任务是产生频率为156 25Hz、幅度在2～3V的矩形脉冲, 以推动行激励级和行输出级, 使它们工作在开关状态。 行输出级要求在64 μs的行扫描周期内, 有18μs～20 μs的截止期, 44μs～46 μs的导通期, 行振荡器产生的矩形脉冲应满足这个要求。另外, 行振荡器应是一种压控振荡器(VCO), 其振荡频率和相位受AFC电路输出的控制电压的影响。在行振荡器的输入端常设有稳频电路, 以提高行同步的稳定性。 null 一、 间歇振荡器工作原理 在图8 - 9(a)中, 晶体管工作于共发射极方式, 其集电极电压通过变压器T反馈回基极, 而变压器绕组的接法应实现正反馈。 当电路一接通, 立即产生强烈的自激振荡, 晶体管迅速进入饱和工作区, 集电极电压uce达到饱和电压0.3V左右。该正反馈过程对应脉冲上升沿。时间很短,因此上升沿很陡。见图8 - 9(b)。当晶体管进入饱和区后, ib就失去了对ic的控制作用。 但ic仍可稍有增大, 因为变电器的电感(磁通)使ic不能突然停止增长。ic的继续增长(但小得多)使变压器绕组上维持感应电压, 极性不变, 但同时基极电容CB被充电, 所以基极电压ube在下降。ube的下降使基极电流ib减小。 这个过程需要一定时间, 对应于脉冲的平顶阶段。nullnull 当ib减小到ic /β时, 晶体管又进入放大状态, 于是ib的减小引起ic的减小, 造成变压器绕组上感应电动势方向的改变, 这一改变的趋势进一步引起ib的下降。 如此又开始强烈地循环, 直到晶体管迅速地改变成截止状态。 这个过程也很快, 它对应脉冲的下降沿。 在这个过程结束时, 变压器上的压降方向与图8-9(a)中标的方向相反, 并且很大, 因此ube变成一个很负的负值。 当晶体管截止后, ic =0。但变压器中的磁通不能立即消失, 这些储藏的能量通过集电极分布电容(和变压器的电感)形成高频谐振, 造成反峰。 这些高频振荡被变压器耦合到基极去, 基极承受反向电压的能力低, 故往往在绕组两端并上二极管来衰减振荡。 常用2AP9型锗二极管作为阻尼二极管。 null 晶体管截止后, 振荡器进入休止阶段。 此时电容CB通过RB、RW和电源放电, 由于RC时间常数大, 这个过程是较慢的。 放电时ube逐渐上升, 当ube升到0.6V左右时, 晶体管重新开始导通, 于是下一周期开始, 重复上述各阶段。 间歇振荡器的计算是很复杂的。平顶阶段时间T1与变压器磁化电流、 电感量和基极RC时间常数等有关, 间歇时间T2与RC放电时间常数有关。 振荡周期T= T1 + T2 。实际电路中发射极还接有ReCe, 它的充、放电也起作用。这里不再详细讨论。 应当指出的是变压器工作在脉冲状态, 所以是脉冲变压器。 从上述各阶段的工作情况可知, 基极电路中接上可调电位器RW可以改变充放电时间常数, 因此改变了振荡周期。 null 二、 行间歇振荡器 图8 - 10(a)是一个变压器耦合的行间歇振荡器, 图8 - 01(b)是其简化电路。 该振荡器的工作原理与前述的间歇振荡器原理基本相同, 不再重复。 区别只是由于行频高, 所以基极或发射极定时回路的时间常数比较小 另外为提高行同步的稳定性, 行振荡器常设有稳频电路 下面讨论图8 - 10(b)所示的行间歇振荡器中, 由电感L、 电容C与电阻R组成的稳频电路的作用。 nullnull 1.不加稳频电路 振荡器的基极电压ub波形如图8 - 11(a)所示、ub0 为基极导通的正向偏置电压。在t1～t2期间, 晶体管导通 在t＞t2时晶体管截止。当t=t3时, ub上升至ub0, 晶体管再由截止变导通。 2.加稳频电路 由于L、C组成一个LC振荡回路, 并且接在行振荡器基极电路中, 因此, 当电源闭合时, LC回路由于电压激励产生正弦振荡, 这个振荡叠加在具有指数放电规律的基极电压上, 使ub的波形如图8-11(b)所示。 稳频电路中的L、 C决定了正弦振荡的频率和相位, R是阻尼电阻, 它影响LC回路的Q值, 决定了正弦振荡的振幅。 如果改变稳频电路的, 则ub的幅度与相位也随之改变。 nullnull 由于晶体管的导通电平是会随温度变化等原因发生改变的, 当外界因素使ub0产生Δub0的变化时, 如果没加入稳频电路, 振荡管由截止变导通的时间将提前Δt1, 而加入稳频电路后, 则时间提前Δt2, 显然Δt2＜Δt1。 这表明稳频电路减少了外界因素对行振荡周期的影响, 提高了行振荡器的频率稳定度。 同时, 稳频电路还可以提高振荡器的抗干扰能力, 如图8 - 11(c) 所示。 当具有一定幅度的干扰脉冲叠加在基极电压上时, 如果没有加稳频电路, 脉冲电压会超过ub0, 而使振荡管错误导通, 加入稳频电路后, 干扰脉冲就不能起作用了。 null 3.变形间歇振荡器 前述的稳频电路缺点是比较复杂, 如果振荡变压器及其元件的参数离散性较大时, 调试工作也麻烦, 不利于大批量生产。 目前绝大多数分立元件电视机的行振荡器都采用变形间歇振荡器, 优点是电路结构比较简单, 频率稳定度高。 图8 - 12是变形间歇振荡器的典型电路, 行振荡线圈L是在塑料骨架上绕制的自耦变压器, 变压器磁芯是由铁氧体材料制成的螺纹磁芯, 旋转插在磁芯中的方孔里的塑料调节杆, 可以使磁芯在线圈中的位置移动, 起到改变线圈电感量的作用。线圈绕组L1和L2分别为400～500匝和200～300匝。nullnull 基极偏置电压由EC经R6、 R7、VD、 R5、R4供给, 来自鉴相器的误差电压EAFC也加在基极, 控制振荡器工作, C2为稳频电容。 对变形间歇振荡器的工作原理不多介绍, 只给出其工作波形如图8 - 13所示。 null 4.行振荡器的电压控制特性 为了提高行扫描电路的抗干扰能力, 采用锁相技术, 即把行输出的信号与输入的外来同步信号相比较, 由AFC电路根据两者的相位差输出一个误差信号电压, 从而控制行振荡器的频率和相位。 但是要使锁相环路能够锁定于外来同步信号的频率上, 将决定于这个环路捕捉信号的能力和捕捉范围(又叫引入范围)。 锁相环路的捕捉范围是: 当环路的压控振荡器的振荡频率为f0时, 只要外来信号的频率f介于f1P～f2P之间(f1P ＜ f2P), 环路就能够与外来信号同步振荡, 即"锁定"于外来信号的频率上。 用公式表示为  fP=f2P-f1P (8 - 1) null 这样, 当外来同步信号的频率在一定范围内发生漂移, 回路仍能保持锁定状态。 把这个由于频率漂移而仍能保持锁定状态的频率范围称做保持范围(也叫同步范围)。 对于电视机的行扫描电路来说, 当电视机的行频fH在某一频率范围内时, 只要有同步脉冲存在, 即使由于干扰而失去同步, 也还能被"拉回"到与同步脉冲相同步的状态, 这个行频fH的范围叫捕捉范围 当电视机已处于同步状态时, 慢慢改变行频fH, 在失去同步之前能够保持同步的fH范围叫保持范围。 由于电视机中设有行频自动控制(AFC)电路, 所以它的行频保持范围大于捕捉范围。 如8-14所示。 如果没有AFC系统, 则电视机的行频捕捉范围和保持范围是相同的。 我国广播电视接收机的标准规定, 甲级和乙级电视机的行同步捕捉范围分别为不小于±400Hz和±200Hz, 行同步的保持范围分别为不小于±800 Hz和±400 Hz。 nullnull 由于行振荡器是压控振荡器, 要求AFC系统在行同步捕捉范围内给出不同的误差电压来控制行振荡器的频率。 将行振荡器频率变化值与控制电压变化值之比叫做压控振荡器的压控灵敏度β, 单位是Hz/V。 式中  ΔfH--压控振荡器的频率变化值  ΔEAFC--输入的控制电压变化值。 (8-2)null 在电路中, 压控灵敏度越高越好, 但为了提高振荡器的抗干扰能力而采取的稳频措施又使压控灵敏度受到限制, 所以压控灵敏度β一般在1 000～2 000Hz/V。 此外, 改变压控振荡器的直流偏置, 也可改变其振荡频率。振荡频率与崐直流偏置的关系是 式中 T--振荡周期(S) Rb--振荡器充放电回路的等效电阻 Cb--振荡器充放电回路的等效电容 EC--晶体管集电极电源电压 Eb--晶体管基极等效的电源电压。 (8-3)null 8.3.3 TA7609P集成电路中行振荡与行扫描同步原理 该行振荡器直接产生2fH(31 250Hz)的脉冲, 经双稳态触发器组成的2∶1分频器后, 输出占空比为50%的行频(15 625Hz)脉冲。 这样设计可以提高隔行扫描精度, 避免并行, 使垂直清晰度提高。 这是因为在广插电视中心设备中, 先产生二倍行频脉冲 而后经2∶1分频产生15 625Hz的行同步脉冲。2fH脉冲再经625∶1分频(实际是四个5∶１分频器串联)形成50Hz的场同步脉冲。null 这样处理能使行场同步脉冲之间的相位关系严格保持一致, 能保证隔行扫描正常运行。如果在电视接收机中也先产生2fH脉冲, 再经2∶1分频器后产生15 625 Hz的行频脉冲, 那么只要行AFC电路, 保证2 fH脉冲与同步脉冲相位准确, 场同步脉冲一定能使场扫描电路隔行准确, 从而提高了隔行扫描精度。 图8 - 15为行振荡电路, 由Q14～Q24组成, ②脚外接的电容3C12为定时电容, 外接等效电阻R为定时电容3C12的充电电阻。 nullnull Q15和Q16组成差动比较放大器, Q17是被D10偏置的恒流源, R25和Q′18为Q16的集电极负载, 它的输出电压经PNP晶体管Q″18、Q19、Q20分三路输出。Q″18、 Q18的集电极分别连到Q22、Q24与Q21、 Q23的基极, Q23 、 Q21的集电极通过电阻R24连到Q15的基极 Q23 、Q24的集电极通过电阻R30连到Q16的基极(即②脚)。 这样 Q16集电极的输出信号, 经Q″18、Q19倒相、放大, 分别通过Q21、Q22、Q23、Q24进一步倒相放大, 经R24、 R30加到Q15、Q16的基极, 形成正反馈环路, ②脚接惯性元件3C12, 利用它的充放电过程和正反馈环路, 产生31 250 Hz的振荡脉冲。 null Q14为箝位管, 它的基极接固定偏置电压UBO14, 与Q22、Q24相比, 由于Q21、Q23基极未接串联电阻, Q19充分导通时, Q21、 Q23的基极电位被箝定在UBO14+UBE14, 使它不致饱和过深, 提高了翻转速度, 脉冲前、 后沿陡削。 为便于分析, 将图8 - 15简化为图8 - 16, 开关K1(Q21、Q22)、K2(Q23、Q24)是通过Q′18、Q19受Q16控制的两个电子开关, Uces22、Uces24为电子开关导通时的压降, 约为0.5V。 该行振荡器的输出波形为在电容3C12上形成一连续振荡的正向锯齿波, Q16的集电极输出连续振荡的负脉冲, 其波形如图8 - 17所示。nullnullnull 下面叙述行扫描同步原理。图8-18给出TA7609P的行AFC电路。 它由三部分组成: Q6～Q9和D4～D9组成鉴相器 外电路3R10、3C07、3C8组成比较锯齿波形成网络 3R12、3C9、3R11、3C10、3 C11组成积分滤波器。 负极性的同步脉冲加到Q6的基极, 经射随器Q6后作用到D4～D6及Q7的基极。 正极性的行逆程脉冲经3C08、3R10隔直, 积分成负向的比较锯齿波, 经①脚、R11送到P点。 null图 8 - 18 行AFC电路null 当行同步脉冲未到来时, PNP型管Q6因基极电位很高而截止, 其发射极输出高电位通过D4、D6使D7饱和导通, D8也导通, Q7的集电极(Q点)电位很低 , UQ=Uces7≈0.2V, 因此D9 、Q9截止。由于K点电位UK=UD8+UQ≈0.9V, 故D7、Q8也截止。 ①脚没有电流输出, 不影响行振荡器的工作。 当行同步脉冲到来后, PNP型管Q6因基极电位降低而饱和导通, 其集电极输出低电位, 使D4～D6、Q7均截止, 此时Q8、Q9的导通与否取决于送至P点的行比较锯齿波电压的大小和基准电压UR的大小。 由图可看出, 为了使Q8导通, K点电位应满足:null U’K=UD7+UDE8+UP=2UP + UP (8 - 4) 为了使Q9导通, K点电位则应满足 U″K=UD8+UD9+UBE9+UR=2UD+(UR +UD) (8 - 5) 由此可见, 当P点电位UP＜ UR + UD时, 则U’K U″K, 此时K点实际电位UK= U’K, 因此D7、Q8导通而D8、D9、D9截止, Q8的射极电流i1经R11通过①脚流入外电路。当P点电位UP＞UR+UD时, 则U’K ＞ U″K, 此时K点的实际电位UK= U″K, 因此D8、D9、Q9导通而D7、Q8截止, 由外电路通过①脚经电阻R11向Q9灌入电流i2。 经鉴相以后得到的电流i1-i2, 经3R12、3C9、3R11、3C10、3C11积分滤波后通过电阻R13作用到行振荡器的定时电容3C12上。null 图8-19画出了行同步脉冲与行逆程比较锯齿波相位不同时, Q8、Q9的电流i1、i2的变化情况。图(b)为同步情况, 行比较锯齿波中心点恰好和行同步中心点相遇, 在行同步脉冲期间, 电压UP小于UR +UD的推移时间与UP大于UR +UD的推移时间相等, Q8导通产生电流i1的时间和Q9导通产生电流i2的时间相等, 经积分滤波平滑后, 输出的直流误差电压等于零, 因而不影响行振荡器的工作情况。图(a)为行频偏高的情况, 比较锯齿波中心超前行同步脉冲中心点, Q9导通时间大于Q8的导通时间, i1＜i2, 因此经积分滤波后, 送到行振荡器的误差电压是负的, 误差电流是流进①脚的。 null 延缓对定时电容3C12的充电作用, 使行频降低, 直至同步为止。图(c)为行频偏低的情况, 比较锯齿波中心滞后行同步脉冲中心点, Q9导通时间小于Q8的导通时间, i1＞i2, 因此经积分滤波后送到行振荡器的误差电压是正的, 电流由①脚流出, 加速对定时电容3C12的充电作用, 使行频升高, 直至同步为止。null图 8 - 19 鉴相器的波形 (a) 行频偏高 (b) 同频同相 (c) 行频偏低null 8.3.4 行激励级及X射线防护电路 行激励级的作用是把行振荡器送来的脉冲电压进行功率放大并整形, 用以控制行输出级, 使行输出管按开关方式工作。 由于行输出级需要的推动功率比较大, 若直接用行振荡器输出的功率去推动, 则会影响行振荡级的频率稳定性。 因此在行振荡级与行输出级之间必须有行激励级。 行输出管在扫描输出电路中相当于一电子开关, 有饱和导通、 截止两个状态。 因此要使行输出管完全饱和导通就必须提供过激励基流i+b, 一般设计为  (8 - 6)null 要使行输出管完全截止也必须提供过激励基流i-b, 一般设计为  (8 - 7) ICP是行输出管集电极最大电流 β是行输出管的电流放大倍数。采用过激励原因是为了提高状态的转换速度, 以便得到速度更快的脉冲响应。 晶体管的发射结加上反偏压时, 晶体管就从饱和导通转为截止。 由于基区中储存有多余的电荷, 所以在此期间内, 有必要在基极上产生一个非常大的反向基极电流, 才能把基区中的多余电荷迅速抽掉, 晶体管才能迅速地截止。由此可见, 反向电流越大, 截止所需时间越短。这是i-b＞i+b的原因。但要注意到反偏压不能超过行输出管发射结的击穿电压值, 否则将损坏行输出管。null 如果输入激励电流不足, 将会使逆程脉冲前沿变缓并且变形。扫描锯齿波电流亦减小且失真。 图8 - 20表示的就是这种情况的波形。 图 8 - 20 激励不足时的波形 null 行激励管一般也是按开关方式工作的。它对行输出管的激励方式可有两种: 一种是使行输出管导通时, 行激励管也导通 行输出管截止时, 行激励管也截止。 这种工作方式叫做同极性激励。 在这种方式中, 当行激励级的电流截止时, 由于激励变压器初、 次级电路都开路, 因此在激励变压器中将感应很高的反电动势。 这个电动势容易使行输出管的发射结击穿。 如图8 - 21所示。 null图 8 - 21 行激励级工作过程 null图 8 - 22 行预激励电路 null (1) 在t1至t2期间, 行激励管输入电压Ub1为正向, 使激励管Q1导通, 变压器B初级线圈两端感应电动势U12为①端正、 ②端负, 由于变压器初、次级的同极性端是①、 ③端, 因此次级线圈上的感应电动势U43为④端负、 ③端正。这个负压对输出管Q2是反向偏置, 使输出管截止。 (2) 在t2至t3期间, 激励管输入电压Ub1为反向, 使激励管的集电极电流ic1被截止,　激励变压器B初级U12为①端负、 ②端正, 次级U43为④端正、 ③端负, 使行输出管Q2导通。 并且, 在行输出管Q2正向导通期间, 基流i+b对电容C3充电, 在C3两端产生一个下端为正, 上端为负的直流电压。 这个电压叫做行输出管的自给负偏压。null (3) 在t3时刻, 激励管输入电压Ub1再次变为正向,使激励管Q1导通, U43使输出管Q2基极电流截止, 这时加到行输出管Q2基极的电压等于U43和电容C3上电压的叠加, 增大了输出管Q2基极反偏电压, 从而使反向电流i-b2达到3ICP/β, 加速了行输出管Q2的截止, 于是有效地降低了行输出管Q2的功耗。 由于电容C3上的负偏压反映到激励变压器初级, 所以在t3至t4之间ic1也有一个尖峰。 集成电路TA7609P行预激励电路示于图8-22, 由Q33～Q36组成。由行振荡器送来的行频方波分别经电阻R13、R14送到 Q33 、 Q35的基极。 输入方波脉冲为高电平时, Q33 、Q35饱和导通, Q34、 Q36截止, 于是④脚输出高电平 输入方波为低电平时, Q33、Q35截止, Q34 、 Q36饱和导通, 于是④脚输出低电平。null 由④脚输出的行频方波去激励由分立元件组成的行推动级。 由于④脚输出的方波前后沿十分陡峭, 高次谐波十分丰富, 极易造成辐射, 使光栅出现垂直干扰条。 因此在电路设计时, 采取一些措施: 如加缓上升电路, 抑制前后沿的突变。 例如④脚与⑤脚之间加1 500 pF电容, ④脚到行激励级之间加高Q值, 低分布电容的电感L, 行激励级基极加高频旁路电容等 印刷板排板时这部分大面积接地, 以防地电流耦合, 使扫描电路自成体系等。  TA7609PX射线防护电路如图8-23, 由Q37、Q39、Q40组成。 null 其工作原理是这样的: 正极性行逆程脉冲, 经3D03整流后, 在3C07两端形成固定的直流电压, 经3R08、2DW1、3R06分压, 3R05、3C06平滑后, 供③脚的电位较低, 使Q39、Q37及Q40处于截止状态, 对Q33～Q38工作状态没有影响。 假设由于某种原因, 彩色显像管高压过高, 超过一定容限值时, 例如超过25 kV, 就会产生有害于人体的X射线。 这时与高压成正比的行反峰电压在③脚形成的电位较高, Q39、 Q37组成正反馈自持电路, 进入饱和导通状态, 同时使Q40也饱和导通, Q33、 Q35基极电位下降, 处于截止状态, 而Q34、Q36则处于饱和导通状态, ④脚输出低电平, 这时不论2∶1双稳触发电路有无输出, 都不会改变④脚的电位, 行扫描电路则停止工作。 当故障排除后, 电路又恢复到正常工作状态。null 过高的电压还会损坏显像管、行输出管、行高压变压器等元部件, 这时需要立即去掉行激励脉冲, 使行输出级停止工作, 以便排除故障后, 再恢复工作, 这就需要过压保护电路。 另外, 当④脚串入高压干扰脉冲时, 为防止内电路管子(如行预激励管Q36)被击穿, 也应有保护电路。 过压保护电路由R80、DW12、D24组成Q36的过压保护电路, 当显像管高压打火或行激励级电源电压误加入时, ④脚电位上升, 经R80、 DW12、D24、D25分压后, 也会使③脚电位上升, 同样会使Q39、 Q37处于自持饱和导通状态。 与X射线保护电路一样, 使Q34、Q36饱和导通, ④脚电位降为低电位, 避免Q36被击穿。 null图 8 - 23 X射线防护电路null 8.3.5 行扫描输出级 行输出级工作在高电压、 大电流状态下, 其功率消耗较大, 甚至可达到整机功率消耗的一半。 行扫描输出电路的作用是向行偏转线圈提供锯齿波电流, 使显像管的电子束作水平扫描。 一、 行输出级工作原理 行输出级的原理电路如图8 - 24(a)所示。 行激励级送来的脉冲电压经过激励变压器B送到行输出管Q的基极。D为阻尼二极管, CH为逆程电容, LH表示行偏转线圈。null图 8 - 24 行输出级电路及等效电路null 图 8 - 24(b)是行输出级的等效电路。 因晶体管工作在开关状态, 故以K表示之。由于行频较高, 行偏转线圈的直流电阻与偏转线圈的感抗相比可以忽略不计, 所以偏转线圈可等效为一电感LH。 下面, 对照图8 - 24和图8 - 25分不同时间段来分析一下行输出级的工作过程及波形。 1.在t1～t2期间行输出管饱和导通, 开关K闭合, 等效电路为图8- 25(a), 电源E加在偏转线圈(电感LH)和电容CH两端, 立刻以很大的充电电流给电容器CH充电至电源电压E, 其方向为上负下正(规定CH上电压的正方向为自上至下)。 随后, 充电电流为零, 由集电极电流ic提供的行偏转线圈LH的电流iYH逐渐增大, iYH从零开始线性上升null (8 - 8) 在t=t2时, iYH达到最大值IYHP,IYHP=(t2-t1) 即为晶体管集电极电流的最大值ICP。 2. 在t2～t3期间 行输出管截止，集电极电流ic为零, 开关S断开, 等效电路如图8 - 25(b)。 由于偏转线圈LH的电感特性, 电流iYH不能立即截止, 还要继续流通, 于是向并联的电容器CH充电, 电感线圈中储存的磁能转变为电容器CH H中的电能。iYH逐渐减小时, CH上的电压逐渐升高, 其方向为上正下负。 和t=t-3时iYH减小到零, 电容器上的正极性电压达到最大值, 线圈中的磁能全部变成电能。 此时, 晶体管的集电极-发射极间承受很高电压。 null图 8 - 25 行输出级在不同时间的等效电路及其波形null 3.在t-3～t-4期间 ub仍为负脉冲, 开关S仍断开, 电容器CH上的正向电压uCH又通过电感线圈LH放电,使LH中有反向电流流通, 等效电路如图8 - 25(c)。 随着电容器放电的持续, CH上电压越来越低, LH中反向电流iYH越来越大。CH中储存的电能又逐渐转变为LH中的磁能。当t=t4时, uCH=0, iYH达到反向最大值, 并且iYH的反向最大值和正向最大值iYHP两者的幅度近似相等。null 4.在t4～t5期间 反向电流继续流过LH并对CH反向充电, LH中的磁能又逐渐转变为电能。 等效电路如图8-25(d)所示。 如果电路中没有接入阻尼二极管, 则磁能与电能的转换将继续下去, 产生正弦自由振荡, 如图8 - 25(c)中iYH波形图中虚线所示。当t=t-5时, 反向电流对CH充电使CH上的反向电压达到电源电压值E, 即uCH=-E, 并且uCH有高于电源电压的趋势。但是, 有阻尼二极管VD时, VD从t-5开始导通, 线圈中的电流流过二极管, 这时, 二极管iD电流表示对电源充电, 将线圈中磁能馈还给电源。等效电路如图8-25(e)所示。这时则有  iYH≈IHP (8-9) null (式中RiD为二极管导通内阻, LH/RiD为放电时间常数)。 当LH/RiD较大时, iYH近似为一线性变化电流, 且在t=t6时iYH=0。实际上, 当t≥t5时, NPN型三极管集电极加有负电压, 其集电极有反向电流流通。 所以, 电流除流经二极管外, 还反向流过行输出管。 在t5～t6期间, 由LH、电源及二极管、行输出管构成电流通路。 5.在t=t6时 ub又变为正向脉冲, 行输出管饱和导通, 等效开关S闭合, 继而重复上述过程。综上所述, 行扫描电流是流过行输出管电流iC和阻尼二极管电流iD叠加所形成的行锯齿波电流, 基本上呈线性。 它可分成三段描述之(如图8 - 25(c)所示):(1) t1～t2为正程扫描的后半段, 电流iYH从零上升到IYHP。 行输出管导通, VD截止, iYH=ic0。null (2) t2～t4期间为行扫描逆程, 电流由IYHP降到-IYHP, 行输出管和VD均截止。 逆程时间Tr决定于LH、CH参数的选择, 即要求由LH、CH产生的自由振荡周期的一半等于行逆程时间Tr,  (8-10) 因此把CH叫做逆程电容。 null (3) t4～t6为正程扫描的前半段, 电流iYH由-IYHP变到零。VD导通, 行输出管截止。 iYH=iD。 由于t1～t2或t4～t6均等于正程时间Tt的一半, 所以正向或反向电流iYH的最大值  (8 - 11) 式中, Tt为行扫描正程时间。 从图8 - 25可知, 当iYH从正向最大值很快下降到负向最大值时, 即在t2～t4期间, 电容器CH上将产生一个很高的正向脉冲, 这个脉冲电压等于偏转线圈LH两端的电压。由于这个电压是由LH、CH的自由振荡产生的, 于是可以按此来估算:  UC H=UL H=ωLHIYHP 式中null所以 将(8-10)和(8-11)两式代入, 得到null 而行输出管集电极电压(也叫行反峰电压) 可见, 正程时间越长, 逆程时间越短, 则UC电压越高。 当Tr=12 μs, Tt=52 μs时, UC =7.8E≈8E 实际上, 当不加外来同步信号时, 行周期可能比64 μs长, 行反峰电压UC可达(8～10)E。这就要求行输出管必须有足够的耐压性能。但另一方面, 我们可以利用行反峰脉冲来产生显像管所需要的高压。null 值得注意的一个问题是, 对行激励脉冲宽度(即行振荡脉冲宽度)必须有要求。从图8-25(a) 可以看出, 激励脉冲的负向最小宽度t2～t6不能小于行逆程Tr(即t2～t4)。如果小于Tr, 则当ub变为正电压时, 行输出管导通后因集电极有很高的电压而产生很大的电流, 甚至损坏晶体管。为了安全起见, 并考虑到可能因为打火现象等异常情况而使行输出管过早导通, 因此一般要求行激励脉冲负向宽度为18～20μs (至少要大于16μs)。 二、 行输出电路中的非线性失真及其补偿 为了使电视机能够不失真地再现电视图像, 要求电视机的行扫描电流为理想的锯齿波形, 尤其在正程扫描期间, 希望行偏转电流iYH是线性增长的。null 但实际上, 行扫描电流的波形失真是不可避免的, 因此应了解引起波形失真的原因, 并且采取措施进行校正及补偿。 引起行扫描电流波形失真的原因主要有两个方面: 1.电阻分量引起的波形失真 扫描电流的非线性在电阻分量上的反映是偏转线圈的电阻RH、行输出管的导通电阻Ri及阻尼二极管导通电阻RiD的存在, 使扫描电流不会是理想的线性输出电流, 而是按指数规律变化的输出电流。如图8-26所示。当行输出管导通时, 等效开关S闭合, 偏转线圈中电流null iYH为近似线性波形 当ic较大时, 电流在RH及Ri上的压降不能再忽略了, 使iYH的增长变慢而且ic越大, 增长越慢, 因此在扫描正程结束时偏离线性规律较多。在行输出管截止时, 等效开关S断开, 负向的偏转电流主要流过阻尼二极管。 这时, 偏转电流 当iD很小时, iYH≈ 当iD较大时, iYH的增长速度加快, 即在扫描正程一开始就偏离线性规律。 这两种情况下出现的行扫描电流的非线性, 造成电子束在荧光屏左边扫描速度增大, 图像被扩展在荧光屏右边扫描速度减慢, 图像被压缩, 如图8-27所示。  null图 8 - 26 电阻分量引起的非线性失真 null 图 8-27 行输出级电阻分量引起的图像失真null 2.显像管荧光屏曲率引起的非线性失真 如图8 - 28所示, 显像管内电子束在偏转磁场作用下作水平方向扫描时, 即使扫描的角速度是均匀的, 但由于荧光屏曲率半径较大(即荧光屏弯曲的程度较小, 较平坦), 而电子束扫描轨迹的球面半径较小, 使电子束偏转中心到荧光屏上各点的距离并不相等, 因而从荧光屏上来看, 相当于左右边缘部分电子束扫描的线速度较快, 而在中央部分扫描的线速度较慢。 其结果就形成在图像左右两边被扩展的非线性失真。 这种失真叫做延伸失真。null图 8 - 28 显像管荧光屏曲率与电子束扫描轨迹曲率 不同引起的非线性失真null 行输出电路中非线性失真的补偿办法: 1) 可在行偏转线圈电路中串接行线性调整线圈LT, 如图8 - 29(a)所示 图(b)为LT的结构示意图。 线圈LT的磁芯较特殊, 绕线部分的截面较小, 因而这部分容易达到磁饱和。在线圈磁芯旁有一块永久磁铁, 改变磁铁离开磁芯的距离或转动永久磁铁的方向, 就可以改变永久磁铁在线圈磁芯中产生的磁通φM。 当线圈LT中流过偏转电流IYH时, 在线圈磁芯中也产生与偏转电流相应的磁通φT。 显然, 在φM +φT的作用下, 使LT的电感量产生变化。null 当偏转电流IYH为负值或较小的正值时, 线圈磁芯不饱和, LT的电感量较大 而在正程扫描末期, 偏转电流IYH为较大的正值时, φM + φT使线圈磁芯饱和, LT的电感量下降。 这样, 在正程扫描末期使偏转电流增加变快, 补偿了原来电流减慢的情况, 扫描线性得到了改善。 改变永久磁铁的位置和方向可以调整校正量。 null图 8 - 29 行扫描非线性失真的校正 null (2) 对由于阻尼二极管内阻较大引起的行扫描非线性失真, 解决的办法是除了选择内阻较小的二极管, 还可以把阻尼二极管接在行输出变压器绕组圈数较多的抽头上, 如图8 - 29(a) 所示。这样, 可通过阻抗变换作用, 使归算到偏转线圈两端的二极管内阻减小, 从而减小其对偏转电流成为线性的影响。 (3) 对显像管荧光屏曲率所引起的非线性失真, 可采用S校正。由于图像两边扩展相当于扫描速度较快, 因而可以通过减慢偏转电流在行扫描正程期始末两端的增长率来补偿。 这时扫描电流呈S状曲线, 如图8-29(c)所示。为了实现S校正, 可在行偏转线圈中串接一个电容器CS, 如图8 - 29(a)所示。null 由LH和CS构成串联谐振电路, 其谐振频率为ωS=1/ 。 由于自由振荡电流具有正弦波形状, 若使其频率低于行频, 并在扫描正程内取正弦波的一部分, 则iYH稍呈S波形, 这样就能使电子束在整个荧光屏上的扫描线速度均匀一致。 显然, ωS越高, 波形弯曲程度越大, S形补偿越显著。 一般是根据扫描的失真程度来选择CS。 例如取CS =1～2μF。 (4) 枕形失真校正。 在大屏幕电视机中, 显像管荧光屏曲率所引起的非线性失真更为突出, 使屏幕光栅呈图8-30(a)所示的枕形。 前面介绍的两种补偿方法对黑白电视机适用。但对彩色电视机, 由于附加磁场影响彩色会聚与色纯度, 因此需设专门的枕形校正电路。 null图 8 - 30 枕形失真及扫描电流的校正波形null 枕形失真分水平方向与垂直方向两种, 如图8 - 30(b)、 (c)上方图形所示。 校正这两个方向的枕形失真所需要的扫描电流波形如图8 - 30(b)、 (c)下方图形所示。   由水平光栅枕形失真可知, 行扫描电流幅度不应相同, 否则在屏幕中部光栅最短, 因此需要利用场频抛物波去调制行扫描锯齿波电流, 使场程内各行的偏转电流幅度不同, 并使对应屏幕中部的iHY最大, 而每场始、末时的扫描电流幅值不需校正。 图8-30(b)所示iYH便可校正水平枕形失真。null 垂直光栅枕形失真的校正方法是利用行频抛物波叠加到线性场偏转电流上来实现的。 每场扫描起始或结束处的抛物波幅度最大, 对应的校正量最大, 因为此两处光栅弯曲最严重 光栅越靠中间部分, 失真越小, 所需的校正量也越小。 对于每行而言, 抛物分量最大处对应着光栅的中间部分, 因为每一行光栅两端不需校正, 而中间所需垂直校正量最大。 因此iYV每行的抛物量相当于使垂直偏转附加了一个磁场, 上半场使每行光栅向下偏移量逐渐减少, 屏幕中间抛物量最小, 可不用校正 下半场使每行光栅向下偏移量逐渐增加。 所以上半场光栅与下半场光栅所需抛物分量方向正好相反。null 在实际电路中, 水平枕形校正电路与垂直枕形校正电路工作原理相差不多, 都是利用磁饱和变压器来进行校正的。 这里仅以CS37-2型彩色电视机中的水平枕形校正电路为例简单介绍其校正原理。如图8 - 31所示。 T502是水平枕形校正电路所用的磁饱和变压器, 其次级串在行偏转支路中, L502是行线性调节电感, C513是S校正电容 T502的初级串接在场偏转线圈支路中, C409为场S校正电容, R423为改善场扫描电流线性的负反馈电阻 C410为避免行频干扰场偏转采用的行频旁路电容, R420为阻尼电阻, 用来防止自由振荡, R422、 D403为削波器, 防止扫描逆程感应电势过大 另外, T502通过C409并接在R428两端, 由于流过电感的电流是其两端电压的积分, 当R428两端加有场频锯齿电压时, 通过T502初级的电流便是场频抛物波。 nullnull 该枕形校正电路的校正原理为: 在未加交流信号时, 17V电源通过R427、 R423使T502初级通过一个直流, 使T502呈半磁饱和状态。 当初级加有场频锯齿电压时, 抛物形电流流过T502初级使T502呈磁饱和状态, 从而T502次级电感降低, 于是行偏转线圈支路电流iYH幅度便加大。初级流过的抛物分量电流最蟠 正好对应着场扫描锯齿电压正程中点, 此时T502次级电感降低最多, 使此时的iYH幅度最大, 这样, 便得到图8 - 30(b)所示的幅度受调的行偏转电流iYH 。 这相当于场频抛物波调制了行频锯齿波。 null 三、 逆程变压器及脉冲整流 由前述可知, 在行输出级电路的输出端, 可得到一个约(8～10)E的脉冲电压, 若用变压器将其升压后再进行脉冲整流, 便可得到显像管阳极所需的几万伏高压。行输出变压器的主要任务就在于此, 故又称做逆程变压器。如图8-29(a)变压器T所示。 通常把T初级称做低压包 专供升压整流用的次级称做高压包。以前, 高压包、 低压包是分开绕制的, 低压、高压包分别绕制在U型锰锌铁氧体磁芯的两侧。 但由于分布参数及漏感的影响, 会使电视机质量下降, 所以现在许多电视机都采用一种新型的逆程变压器, 称为一体化多级一次升压式变压器。CS37-2型彩色电视机采用的是一体化结构的三级一次升压式逆程变压器(FBT)。null FBT采用玻璃直接淀积在硅片PN结上, 制成玻璃封装高压整流二极管, 它尺寸小, 耐高压, 热稳定性好, 将几个整流二极管分别串行接入分段